1. Účel, princíp činnosti a hlavné parametre

Násobiče frekvencie v blokovej schéme rádiového vysielača (pozri obr. 2.1) sú umiestnené pred výkonovými zosilňovačmi RF alebo mikrovlnných kmitov, zvyšujúcich frekvenciu budiaceho signálu o požadovaný počet krát. Frekvenčné násobiče môžu byť aj súčasťou samotného budiča alebo frekvenčného syntetizátora. Pre vstupný a výstupný signál frekvenčného multiplikátora píšeme:

kde n je koeficient násobenia frekvencie celým číslom.

Klasifikácia frekvenčných multiplikátorov je možná podľa dvoch hlavných kritérií: princíp činnosti alebo spôsob implementácie funkcie (17.1) a typ nelineárneho prvku. Podľa princípu činnosti sú násobiče rozdelené do dvoch typov: založené na synchronizácii frekvencie oscilátora s externým signálom (pozri časť 10.3), n-krát nižšou frekvenciou (obr. 17.1, a) a pomocou nelineárneho prvku, ktorý skresľuje vstupného sínusového signálu a izoláciou požadovanej harmonickej z výsledného multifrekvenčného spektra (obr. 17.1b).

Ryža. .1. Násobiče frekvencie

Na základe typu použitého nelineárneho prvku sa frekvenčné multiplikátory druhého typu delia na tranzistorové a diódové.

Hlavné parametre frekvenčného multiplikátora sú: koeficient násobenia frekvencie n; výstupný výkon n-tej harmonickej P n, vstupný výkon 1. harmonickej P 1, prevodný koeficient K pr = P n / P 1; účinnosť =P n /P 0 (v prípade tranzistorového multiplikátora), úroveň potlačenia bočných súčiastok.

Nevýhodou frekvenčných násobičov (obr. 17.1, a) prvého typu je zužovanie synchronizačného pásma s rastúcim harmonickým číslom n Pre frekvenčné násobiče druhého typu klesá prevodný koeficient Kpr so zvyšujúcim sa n zvyčajne obmedzené na hodnotu n = 2 alebo 3 a ak je to potrebné, zapnite niekoľko násobičov frekvencie v sérii a striedajte ich so zosilňovačmi.

2. Tranzistorový frekvenčný multiplikátor

Obvod tranzistorového frekvenčného multiplikátora (obr. 17.2) a spôsob jeho výpočtu sa prakticky nelíšia od zosilňovača.

Je potrebné iba nastaviť výstupný obvod generátora na n-tú harmonickú a zvoliť hodnotu medzného uhla =120/n, zodpovedajúcu maximálnej hodnote koeficientu  n (). Pri výpočte výstupného obvodu je potrebné nahradiť koeficient rozťažnosti kosínusového impulzu v 1. harmonickej  1 () koeficientom v n-tej harmonickej  n (). Obvod vo výstupnom obvode, naladený na rezonanciu s n- a harmonickými signálmi, musí mať vyhovujúce filtračné vlastnosti.

Ryža. 17.2. Tranzistorový frekvenčný multiplikačný obvod

Násobiaci faktor obvodu na obr. 17,2 zvyčajne nepresahuje 3–4 krát s účinnosťou 10–20 %.

3. Diódové násobiče frekvencie

Činnosť diódových frekvenčných násobičov je založená na využití nelineárneho kapacitného efektu. Posledne menovaná je bariérová kapacita reverzne predpätého p-n prechodu. Polovodičové diódy špeciálne navrhnuté na násobenie frekvencie sa nazývajú varaktory. S =0,5 a  0 =0,5 V pre nelineárnu kapacitu varaktora dostaneme:

, (2)

kde a je spätné napätie aplikované na pn prechod.

Graf nelineárnej funkcie (17.2) je na obr. 17.3.

Ryža. 17.3. Graf nelineárnej funkcie

Náboj nahromadený nelineárnou kapacitou súvisí s napätím a prúdom podľa nasledujúcich závislostí:

, (3)

Dva hlavné obvody diódových násobičov frekvencie s varaktormi sú znázornené na obr. 17.4.

Ryža. 17.4. Diódové násobiče frekvencie s varaktormi

V obvode diódového multiplikátora paralelného typu (obr. 17.4, a) sú dva sériové obvody (resp. filtre), ladené do rezonancie s frekvenciou vstupného  a výstupného n signálu. Takéto obvody majú nízky odpor pri rezonančnej frekvencii a vysoký odpor pri všetkých ostatných (obr. 17.5).

Ryža. 17.5 Závislosť odporu obvodu od frekvencie

Preto prvý obvod, naladený na rezonanciu s frekvenciou vstupného signálu o, prepúšťa len 1. harmonickú prúdu a druhý obvod, naladený na rezonanciu s frekvenciou výstupného signálu n, prepúšťa len n-tou harmonickú. Výsledkom je, že prúd pretekajúci cez varaktor má tvar:

Keďže kapacita varaktora (17.2) je nelineárna funkcia, potom podľa (17.3) pri prúde (17.4) je napätie na varaktore odlišné od sínusového tvaru a obsahuje harmonické.

Jedna z týchto harmonických, na ktorú je naladený druhý obvod, prechádza do záťaže.

Prístroj teda pomocou nelineárnej kapacity premieňa výkon signálu s frekvenciou  na signál s frekvenciou n, t.j. násobenie frekvencie.

Obdobne funguje aj druhý obvod násobiča frekvencie sériového typu (obr. 17.4, b), v ktorom sú dva obvody (alebo filtre) paralelného typu, ladené do rezonancie, resp. s frekvenciou vstupu  resp. výstup n signálov. Takéto obvody majú vysoký odpor pri rezonančnej frekvencii a nízky odpor pri všetkých ostatných. Preto napätie na prvom obvode vyladenom do rezonancie s frekvenciou vstupného signálu  obsahuje iba 1. harmonickú a na druhom obvode, vyladenom do rezonancie s frekvenciou výstupného signálu n, iba n-tú harmonickú. Výsledkom je, že napätie aplikované na varaktor má tvar:

kde U 0 je konštantné predpätie na varaktore.

Keďže kapacita varaktora (17.2) je nelineárna funkcia, potom podľa (17.3) pri napätí (17.5) je prúd pretekajúci varaktorom odlišný od sínusového tvaru a obsahuje harmonické. Jedna z týchto harmonických, na ktorú je naladený druhý obvod, prechádza do záťaže. Teda pomocou nelineárnej kapacity v obvode sa výkon signálu s frekvenciou  premení na signál s frekvenciou n, t.j. násobenie frekvencie.

Varaktorové frekvenčné multiplikátory v rozsahu DCV pri n=2 a 3 majú vysoký prevodný koeficient K pr =P n /P 1 =0,6...0,7. Pri veľkých hodnotách n v mikrovlnnom rozsahu klesá hodnota Kpr na 0,1 a nižšie.

Myšlienka vytvorenia jednoduchého, kvalitného a kompaktného frekvenčného multiplikátora sa zrodila, keď som potreboval zvýšiť referenčnú frekvenciu hodinového generátora pre AD9956 DDS generátor z 10 MHz na 100 MHz. Začal som zvažovať rôzne možnosti a potom som narazil na mikroobvod ICS601-01 (cena na Ali ~ 5-6 $). Tento čip pre povrchovú montáž pracuje so vstupnou frekvenciou od 10 MHz do 27 MHz a znásobuje ju maximálne na 157 MHz. Okrem toho je koeficient násobenia nastavený externými 4 nohami generovaním kódu digitálneho zisku, čo je veľmi výhodné, ak potrebujete rýchlo zmeniť výstupnú frekvenciu. Výstupný signál je štvorcový vlna, čo je plus pre taktovanie digitálnych obvodov.

Keď som však otvoril datasheet, nevidel som obvyklý diagram typického projektu. Práve v tomto momente sa zrodila myšlienka napísať tento článok.

Takže pinout mikroobvodu je znázornený na obrázku nižšie.

Oddýchol som si od celého internetu a po prehrabávaní sa vo fórach bolo rozhodnuté zostaviť násobilku podľa nasledujúcej schémy nižšie. Potreboval som poskytnúť dva východy, ale druhý východ možno nepoužijete. Rezistory R2, R3 majú každý 33 Ohmov, táto hodnota je odporúčaná výrobcom. Hodnota rezistora R1 nie je kritická, skratuje pin REFEN k zemi, čím vypne výstup REFOUT s vyrovnávacou frekvenciou (osobne som to nastavil na 1 kOhm). Všetky kondenzátory v obvode sú štandardné, C1, C2 a C3 výrobca odporúča hodnoty 10, 0,1, 0,01 μF a kondenzátory C4 a C5 sú typické kondenzátory stabilizátora 7805 Nie je potrebné inštalovať samotný stabilizátor. je celkom možné napájať 5 V obvod zvonku, ale rozhodol som sa tak . Napájanie mikroobvodu tiež nie je kritické, od 3 do 5 voltov.

Vo všeobecnosti nie je nič zložité, kód digitálneho koeficientu sa nastavuje pomocou prepínačov, ale nič vám nebráni v tom, aby ste urobili tvrdé prepojky.

Doska sa ľahko rozložila na jednu vrstvu, druhá bola vyplnená polygónom zeme. Výsledný diagram bol odoslaný do Číny. K článku prikladám projekt Gerber.

Výsledkom bolo, že po niekoľkých týždňoch som dostal objednávku a začal som s montážou a testovaním. Nižšie uvedená fotografia zobrazuje zostavený multiplikátor.

Po inštalácii som začal testovať fungovanie multiplikátora. Pre názornosť pripájam fotografie oscilogramov.

Výsledky násobilky ma veľmi potešili. Každému záujemcovi o tento mikroobvod odporúčam pozrieť si celý rad mikroobvodov ICS601. Rôzne multiplikačné čipy s rôznymi doplnkovými funkciami.

Dúfam, že článok niekomu pomôže. Stabilná frekvencia pre všetkých!

Zoznam rádioelementov

Označenie	Typ	Denominácia	Množstvo	Poznámka	Obchod	Môj poznámkový blok
D1	Násobiteľ/delič	ICS601-01	1			Do poznámkového bloku
U1	Lineárny regulátor	LM7805	1			Do poznámkového bloku
R1	Rezistor	1 kOhm	1			Do poznámkového bloku
R2, R3	Rezistor	33 ohmov	2			Do poznámkového bloku
C1	Kondenzátor	0,01 uF	1			Do poznámkového bloku
C2	Kondenzátor	0,1 uF	1			Do poznámkového bloku
C3	Kondenzátor	1 uF	1			Do poznámkového bloku
C4	Kondenzátor	10 uF	1

1. Úvod

2. Prehľad metód riešenia podobných problémov

3. Výber zdôvodnenia a predbežný výpočet konštrukčného diagramu

4. Popis princípu činnosti blokovej schémy

5. Popis elektrického obvodu a elektrické výpočty

6. Výpočet na počítači

7. Záver

8. Referencie

9. Zoznam prvkov pre elektrickú schému

1. Úvod

Frekvenčné multiplikátory, alebo, ako sa v podrobnejšej forme nazývajú, systémy na generovanie diskrétnej sady frekvencií, sú v súčasnosti veľmi rozšírené v širokej škále typov elektronických zariadení.

Indukčné pece s vysokofrekvenčnými prúdmi, rádiová komunikácia, rádionavigačné a radarové systémy, obvody na potlačenie rušenia, systémy riadenia otáčok motora - to nie je úplný zoznam aplikácií pre frekvenčné multiplikátory.

Vznik prvého vývoja frekvenčných multiplikátorov sa datuje do 30. a 40. rokov 20. storočia.

V elektrotechnike a elektronike frekvenčný multiplikátor nazývané rádioelektronické zariadenie určené na zvýšenie počtu násobkov celého čísla N frekvencia periodických elektrických kmitov, ktoré sú mu dodávané v danom frekvenčnom rozsahu s požadovanou stabilitou a kvalitou výstupného signálu.

Hlavný parameter - koeficient násobenia frekvencie N definovaný ako pomer frekvencie výstupného signálu k frekvencii vstupnej:

Charakteristickým znakom frekvenčných multiplikátorov je stálosť N pri zmene (v určitej konečnej oblasti) frekvencie vstupného signálu, ako aj parametrov samotného multiplikátora (napríklad rezonančné frekvencie oscilačných obvodov alebo rezonátorov zaradených do frekvenčného multiplikátora), t.j. Vo frekvenčnom multiplikátore zostáva relatívna nestabilita frekvencie oscilácií počas násobenia konštantná. Táto dôležitá vlastnosť umožňuje použitie frekvenčných multiplikátorov na zvýšenie frekvencie stabilných kmitov v rôznych rádiových vysielacích, radarových, meracích a iných zariadeniach; kde N môže dosiahnuť 10 alebo viac.

Hlavným problémom pri navrhovaní frekvenčných násobičov je zníženie fázovej nestability vstupných kmitov (v dôsledku náhodného charakteru ich fázových zmien), čo vedie k zvýšeniu relatívnej nestability výstupnej frekvencie oproti zodpovedajúcej hodnote na vstupe.

Najbežnejšie frekvenčné násobiče pozostávajú z nelineárneho zariadenia (napríklad tranzistora, varikapu, cievky s feritovým jadrom) a jedného alebo viacerých elektrických filtrov. Nelineárne zariadenie mení tvar vstupných kmitov, v dôsledku čoho sa v spektre kmitov na jeho výstupe objavujú zložky s frekvenciami, ktoré sú násobkami vstupnej frekvencie. Tieto komplexné kmity sa privádzajú na vstup filtra, ktorý vyberá zložku s danou frekvenciou, pričom zvyšok potláča (neprechádza). Takéto zariadenia sa používajú na znásobenie frekvencie harmonických kmitov.

Používajú sa aj frekvenčné násobiče, ktorých činnosť je založená na synchronizácii kmitov oscilátora. V takýchto zariadeniach sú kmity excitované s frekvenciou, ktorá sa pod vplyvom kmitov s frekvenciou prichádzajúcou na vstup presne rovná. Nevýhodou týchto frekvenčných multiplikátorov je relatívne úzke pásmo hodnôt, pri ktorých je možná synchronizácia.

Na rozdiel od konvenčných frekvenčných násobičov môžu násobiče fázového posunu poskytnúť spektrálne čistý výstupný signál, ktorý nevyžaduje filtrovanie. Pomocou širokopásmových obvodov s fázovým rozdielom na rozdelenie fáz je možné implementovať frekvenčne nezávislé násobiče pracujúce v rozsahu, ktorý pokrýva mnoho oktáv.

V súčasnosti boli identifikované tieto hlavné metódy konštrukcie frekvenčných multiplikátorov:

– nepriamy založené na systémoch pulzne fázovo uzamknutej slučky (PLL);

– rovno použitie filtračných prvkov na báze povrchových akustických vĺn;

– digitálny na základe výpočtových postupov.

Treba poznamenať, že frekvenčné multiplikátory s IPLF patria medzi extrémne dynamické, vyvíjajúce sa systémy na generovanie diskrétnej sady frekvencií. Rozhodujúcu úlohu v tomto prípade zohrávajú najdôležitejšie výhody frekvenčných multiplikátorov a IPLL, ako je schopnosť implementovať kvalitné spektrálne a prijateľné dynamické charakteristiky s dobrými celkovými, energetickými a inými ukazovateľmi.

2. Prehľad metód riešenia podobných problémov

Pozrime sa na niektoré obvody a metódy konštrukcie frekvenčných multiplikátorov. Proces násobenia frekvencie na nelineárnom prvku je nasledujúci: vstupný signál pôsobí na nelineárny prvok alebo na nelineárny rezonátor, v dôsledku čoho sa sínusová oscilácia zmení na periodickú nesínusovú osciláciu, ktorá zodpovedá nekonečnému radu sínusových komponentov. Rezonátor potom vyberie komponent, na ktorý je naladený, výsledkom čoho je, že zvolená harmonická dominuje nad všetkými ostatnými na výstupe.

Veľkosť bočných harmonických je určená faktorom kvality rezonátora a na ich zníženie je potrebné zvýšiť faktor kvality rezonátorov. Hodnota činiteľa kvality rezonátorov, najmä pri dlhých a krátkych vlnách, je však obmedzená a v tomto prípade sa na tlmenie bočných harmonických používajú špeciálne filtre alebo rôzne vyrovnávacie stupne.

Hlavným ukazovateľom frekvenčného multiplikátora na pasívnom nelineárnom prvku je faktor účinnosti η, ktorý sa chápe ako pomer výkonu N-tej harmonickej v záťaži k výkonu spotrebovaného z budiča:

Takéto nízke hodnoty účinnosti v dôsledku toho, že vďaka usmerňovacím vlastnostiam nelineárneho aktívneho odporu sa väčšina výkonu budiča premení na výkon jednosmerného prúdu a uvoľní sa v obvode predpätia.

Ak sa pre obvody násobenia frekvencie použije nelineárna reaktancia, potom v dôsledku absencie výkonových strát v takomto nelineárnom prvku s ideálnym filtrovaním vo vstupných a výstupných obvodoch je účinnosť multiplikátor bude rovnaký.

Nelineárna kapacita sa zvyčajne používa ako nelineárna reaktancia vo frekvenčných multiplikátoroch p -n prechod.

Obrázok 2.1. Bloková schéma frekvenčného multiplikátora na základe nelineárneho prvku. 1 – filter naladený na harmonickú blízku prvej; n – filter ladený na n-tú harmonickú.

Princíp činnosti multiplikátorov pomocou fázových posúvačov je znázornený na obr. 2.2. Frekvencia sínusovej vlny sa vynásobí N rozdelením vstupného napätia do N rôznych fáz rovnako vzdialených od seba v rozsahu 360°. N signálov s rôznymi fázami poháňa N tranzistorov pracujúcich v režime triedy C, ktorých výstupné signály sa kombinujú a vytvárajú impulz každých 360°/N stupňov. Pri použití N tranzistorov môže byť výkon vstupného signálu N-násobkom výkonu potrebného na nasýtenie tranzistora.

Obrázok 2.2. Bloková schéma frekvenčného multiplikátora pomocou fázových posúvačov.

Zapojenie jednoduchého frekvenčného multiplikátora s premenlivým multiplikačným faktorom a tuhou synchronizáciou výstupných signálov vzhľadom na vstupné signály je na obr. 2.3. Pozostáva z generátora impulzov na troch meničoch DD1.1-DD1.3 a synchronizačného stupňa na tranzistore VT1.

Ak neexistujú žiadne vstupné hodinové impulzy, multivibrátor na DD1.1-DD1.3 pracuje v normálnom režime. Ak generátor používa mikroobvod s dvoma ochrannými diódami na vstupe, čas nabíjania kondenzátora C1 pre akúkoľvek polaritu je rovnaký a perióda impulzu bude 1,4 R3 C1 a frekvencia f bude 0,7/(R3 C1).

Keď kladné impulzy frekvencie F vstupu prídu na vstup VT1 (obr. 2.3), tranzistor sa otvorí v momentoch t 1, t 3, čo vedie k poruche v procese periodického nabíjania. Po jeho uzavretí od momentu t 2, t 4 sa proces generovania obnoví. Generátor generuje impulzy synchrónne so vstupnými s frekvenciou

F out = kF in, (2.3)

Obrázok 2.3. Schematický diagram frekvenčného multiplikátora s tvrdou synchronizáciou.

kde k je premenlivý multiplikačný koeficient určený prvkami R3, C1 a Fin je frekvencia vstupných impulzov.

Ako prvky DD1 je možné použiť akékoľvek invertorové mikroobvody série K176, K561, KR1561. Prvky DD1.1, DD1.2 môžu byť navyše bez inverzie (nárazníky) alebo s hysterézou (spúšťače Schmitt Tranzistor radu KT315 je možné nahradiť iným podobným).

Toto zariadenie pri privádzaní na vstup horizontálnymi televíznymi snímacími frekvenčnými impulzmi umožňuje vybrať presne definované úseky rastrového riadku na generovanie alebo čítanie informácií.

Frekvenčný multiplikátor môže byť navrhnutý aj na rezonančnom zosilňovacom stupni. Rezonančný zosilňovač je zosilňovač, ktorého záťažou je rezonančný obvod naladený na frekvenciu zosilňovaného signálu. Na ladenie v obvode sa používa premenlivá reaktancia. Rezonančné zosilňovače sú selektívne vysokofrekvenčné zosilňovače. V rádiotechnike sú určené na izoláciu zo vstupných signálov s rôznymi frekvenciami len skupiny signálov s podobnými frekvenciami, ktoré nesú potrebné informácie. Od rezonančných zosilňovačov sa vyžaduje čo najvyšší zisk, vysoká selektivita a stabilita, nízka hladina hluku, jednoduché ovládanie atď.

V rezonančných zosilňovačoch je možné tranzistor zapnúť pomocou OE, OB a OK. Vo väčšine prípadov sa používa obvod s OE, ktorý poskytuje maximálny výkonový zisk s nízkou úrovňou hluku. V niektorých prípadoch sa pri frekvenciách dostatočne vysokých pre zvolený tranzistor používa obvod s OB. Oscilačný obvod v zosilňovači je možné zapojiť pomocou autotransformátorov, dvojitých autotransformátorov, transformátorov a kapacitných obvodov.

Obrázok 2.4. Schematický diagram frekvenčného multiplikátora na rezonančnom zosilňovacom stupni.

3. Výber zdôvodnenia a predbežný výpočet konštrukčného diagramu

Problém zabezpečenia stabilnej činnosti tranzistorového multiplikátora je spravidla ťažšie riešiteľný ako u zosilňovača, pretože zloženie vyšších harmonických v prúdovom impulze sa mení výraznejšie ako amplitúda prvej harmonickej. Vysoká stabilita je možná v obvodoch, ktoré využívajú negatívnu spätnú väzbu. Vytvorenie zdroja s vysokým vnútorným odporom v multiplikátoroch je náročné, pretože na odfiltrovanie rušivých harmonických zložiek sa zvyčajne používajú paralelné oscilačné obvody s vysokým faktorom kvality. Takýto obvod pre vyššie harmonické zložky vstupného prúdu má prakticky nulový odpor a preto ho možno považovať za zdroj harmonického signálu s nulovým vnútorným odporom, čo zodpovedá zadaniu môjho predmetu.

Harmonický priebeh napätia môže byť v princípe značne skreslený v dôsledku bočného efektu nelineárneho vstupu tranzistora. Pri nízkych výkonoch, pri ktorých násobič zvyčajne pracuje, sú však vstupné odpory tranzistora dostatočne veľké na to, aby tento efekt nenastal.

Bloková schéma frekvenčného multiplikátora je znázornená na obrázku 3.1

Obrázok 3.1– bloková schéma multiplikátora frekvencie

Slabý vstupný signál sa zosilní pomocou stupňov predzosilnenia. Ich počet závisí od úrovní vstupného signálu a signálu, ktorý je potrebné získať na výstupe viacstupňového zosilňovača.

Signál zosilnený predstupňmi sa privádza do rezonančného stupňa, ktorý v režime silného signálu zosilňuje a filtruje tretiu harmonickú harmonického signálu privádzaného na vstup. Vstupná sínusoida je teda vynásobená multiplikačným faktorom N = 3. Koncový stupeň je navrhnutý tak, aby zosilnil konvertovaný signál a preniesol ho s daným výkonom do záťaže. Pre lepšiu filtráciu bočných zložiek výstupného spektra môžete pred záťažou pripojiť rezonančný LC filter.

Určme maximálny prúd pretekajúci záťažou:

(3.1)

Na základe údajov:

(3.2)

Potom približný počet predamplifikačných stupňov podľa nasledujúceho vzorca:

(3.3)

Pre náš projekt budú postačovať dva zosilňovacie stupne – predbežný a rezonančný. Približný zisk pre každú fázu:

Pre výpočet rezonančného a predzosilňovacieho stupňa vyberieme tranzistor GT309, ktorý spĺňa požiadavky na frekvenciu a výstupný výkon. Parametre tranzistora:

– obmedzujúca frekvencia

Aktuálny zisk

Ohm – základný odpor

- saturačný prúd

Impulz prúdu kolektora

Strata výkonu

4. Popis princípu fungovania blokovej schémy

Pretože Podľa podmienok úlohy neexistuje generátor vstupného signálu a na vstup zosilňovača je priamo privádzaná sínusoida danej frekvencie a amplitúdy, potom vstupné zariadenie nemusí byť v rozvinutej blokovej schéme.

Implementácia obvodu predzosilňovacieho stupňa je znázornená na obrázku 4.1. Toto je obvod zosilňovača založený na bipolárnom tranzistore zapojenom podľa obvodu so spoločným emitorom. Vybral som si tento obvod, pretože má pomerne veľké napäťové a prúdové zosilnenia, ako aj veľkú vstupnú impedanciu. Nevýhodou tohto obvodu je, že fázový posun medzi vstupným a výstupným signálom je 180°, avšak zadaná úloha nenaznačuje povinné zachovanie fázy na výstupe, takže túto nevýhodu možno zanedbať.

Hlavnými prvkami obvodu sú zdroj energie, riadený prvok - tranzistor a rezistor. Tieto prvky tvoria hlavný obvod zosilňovacieho stupňa, v ktorom v dôsledku toku kolektorového prúdu riadeného základným obvodom vzniká na výstupe obvodu zosilnené striedavé napätie. Zvyšné prvky kaskády zohrávajú podpornú úlohu. Kondenzátory sú izolačné zariadenia.

Kondenzátor eliminuje posúvanie vstupného obvodu kaskády obvodom zdroja jednosmerného vstupného signálu, čo umožňuje po prvé vylúčiť tok jednosmerného prúdu cez zdroj vstupného signálu pozdĺž obvodu → → a po druhé zabezpečiť nezávislosť od vnútorný odpor tohto zdroja napätia na základni v kľudovom režime. Funkcia kondenzátora sa redukuje na prechod zložky striedavého napätia do obvodu záťaže a zadržanie priamej zložky.

Obrázok 4.1– schematický diagram zosilňovacieho stupňa so spoločným emitorom

Rezistory slúžia na nastavenie pokojového režimu kaskády. Keďže bipolárny tranzistor je riadený prúdom, pokojový prúd riadeného prvku (v tomto prípade prúd) vzniká nastavením zodpovedajúcej hodnoty pokojového základného prúdu. Rezistor je navrhnutý tak, aby vytvoril prúdový obvod. Spolu s odporom poskytuje počiatočné napätie na základni vzhľadom na svorku „+“ zdroja energie.

Rezistor je prvok negatívnej spätnej väzby určený na stabilizáciu pokojového režimu kaskády pri zmene teploty. Teplotná závislosť parametrov pokojového režimu je určená závislosťou pokojového kolektorového prúdu od teploty. Hlavnými príčinami tejto závislosti sú zmeny teploty počiatočného kolektorového prúdu, napätia a koeficientu β. Teplotná nestabilita týchto parametrov vedie k priamej závislosti prúdu na teplote. Ak neexistujú opatrenia na stabilizáciu prúdu, jeho teplotné zmeny spôsobujú zmenu pokojového režimu kaskády, čo môže viesť, ako bude ukázané nižšie, k režimu činnosti kaskády v nelineárnej oblasti charakteristík tranzistora. a skreslenie tvaru krivky výstupného signálu. Pravdepodobnosť skreslenia sa zvyšuje so zvyšujúcou sa amplitúdou výstupného signálu.

Prejav negatívnej spätnej väzby a jej stabilizačný účinok na prúd je možné jednoducho znázorniť priamo na diagrame na obr. 2. Predpokladajme, že prúd sa zvyšuje vplyvom teploty. To sa prejavuje zvýšením prúdu, zvýšením napätia a podľa toho aj znížením napätia. Základný prúd klesá, čo spôsobuje pokles prúdu, čo vytvára prekážku pre vznikajúci nárast prúdu. Inými slovami, stabilizačný účinok negatívnej spätnej väzby vytvorenej rezistorom sa prejavuje v tom, že zmeny teploty v parametroch pokojového režimu sú spätnoväzbovým obvodom prenášané v protifáze na vstup kaskády, čím sa zabráni zmene prúdu, a následne aj napätie.

Kondenzátor posúva rezistor striedavým prúdom, čím eliminuje prejav negatívnej spätnej väzby v kaskáde vzhľadom na striedavé zložky. Neprítomnosť kondenzátora by mala za následok zníženie zosilnenia obvodu.

Názov obvodu "spoločný emitor" znamená, že svorka AC emitora tranzistora je spoločná pre vstupné a výstupné obvody kaskády.

Rezonančný zosilňovač je zosilňovač, ktorého záťažou je rezonančný obvod naladený na frekvenciu zosilňovaného signálu. Na ladenie v obvode sa používa premenlivá reaktancia. Rezonančné zosilňovače sú selektívne vysokofrekvenčné zosilňovače. V rádiotechnike sú určené na izoláciu zo vstupných signálov s rôznymi frekvenciami len skupiny signálov s podobnými frekvenciami, ktoré nesú potrebné informácie. Od rezonančných zosilňovačov sa vyžaduje čo najvyšší zisk, vysoká selektivita a stabilita, nízka hladina hluku, jednoduché ovládanie atď.

V rezonančných zosilňovačoch je možné tranzistor zapnúť pomocou OE, OB a OK. V našom prípade používame OE obvod, ktorý poskytuje maximálny výkonový zisk s nízkou úrovňou šumu. Oscilačný obvod v zosilňovači je možné zapojiť pomocou autotransformátorov, dvojitých autotransformátorov, transformátorov a kapacitných obvodov. Neúplné zahrnutie obvodu do kolektorového obvodu a do záťaže vám umožňuje vyhnúť sa nadmernému zhoršeniu kvalitatívneho faktora obvodu (najmä keď je záťaž nízky vstupný odpor tranzistora).

Obrázok 4.2– schematický diagram rezonančného zosilňovacieho stupňa

5. Popis elektrického obvodu a elektrické výpočty

Najprv si vypočítajme rezonančnú kaskádu.

Počiatočné údaje:

Násobiaci faktor

Aby sme zabezpečili rezervu stability pre chybu výpočtu, nastavili sme nestabilitu prúdu 3. harmonickej 𝛿 ja= 10 %. Z grafu na obr. 5.1 so zvoleným riadiacim napätím je takáto stabilita zabezpečená pri

0,4 ≤ cosλ ≤ 0,6 (5,2)

Kde λ – uzatvárací uhol

Obrázok 5.1– Graf harmonického pomeru, nestability prúdu a Bergovho koeficientu verzus uzatvárací uhol pre frekvenčný tripler

Zoberme do úvahy maximálne prípustné parametre tranzistora:

Kde je napätie kolektora

Hodnota napájacieho napätia

Z grafu na obr. 5.1:

> 0,4 (5.10)

Potom konečne nastavíme uhol zatvárania:

Vypočítajme odpor spätnej väzby:

Z obr. 5.3 pre nízkofrekvenčnú aproximáciu (volíme ωτ=1, keďže v prevádzkových režimoch konštantná zložka málo závisí od frekvencie a pri zvolenej hodnote ωτ=1 chyba nepresiahne 10%) pri 0,55. Poďme si vybrať.

Obrázok 5.3– závislosť koeficientu od

MHz je minimálna prevádzková frekvencia.

Na základe toho vypočítame separačné nádrže:

Prevádzková frekvencia:

Určme vstupný odpor kaskády:

– relatívne rozladenie (6.3)

Záver

V našej práci na kurze sme vypočítali frekvenčný multiplikátor s multiplikačným faktorom 3 a so vstupným signálom

Výsledný obvod pozostáva z dvoch zosilňovacích stupňov s multiplikačnými faktormi 25 a 42,6 a výstupného pásmového filtra s faktorom kvality 20.

Po analýze amplitúdovo-frekvenčných a fázovo-frekvenčných charakteristík môžem konštatovať, že výsledné zariadenie spĺňa špecifikované konštrukčné podmienky a môže byť použité na inžinierske účely.

8. Literatúra

1. Valitov R.A. - rádiové vysielacie zariadenia na báze polovodičových zariadení.

2. Lake San Marcos - Frekvenčný multiplikátor na fázových posúvačoch.

3. I. Zabelin - Rádiomagazín, 8. číslo, 1999.

4. L.N. Bocharov - Výpočet elektronických zariadení.

5. I.I. Chetvertkov - adresár rezistorov.

6. M.N. Dyakonov - sprievodca elektrickými kondenzátormi.

7. V.G. Basov - návrh kurzu.

8. V.G. Basov – poznámky z prednášok.

frekvenčný multiplikátor

rádioelektronické zariadenie na zvýšenie frekvencie periodických elektrických kmitov, ktoré sú mu dodávané o celé číslo. Používa sa predovšetkým na zvýšenie frekvencie stabilných kmitov v rádiových vysielacích, radarových, meracích a iných zariadeniach.

Frekvenčný multiplikátor

elektronické (menej často elektromagnetické) zariadenie určené na zvýšenie frekvencie periodických elektrických oscilácií, ktoré sú doň dodávané, o celé číslo. Pomer fout/fin (frekvencie kmitov fin a fout √ na vstupe a výstupe AC jednotky) sa nazýva frekvenčný multiplikačný faktor m (m ³ 2; môže dosiahnuť niekoľko desiatok). Charakteristickým znakom ultrazvukovej frekvencie je stálosť t pri zmene (v určitej konečnej oblasti) plutvy, ako aj parametre ultrazvukovej frekvencie (napríklad rezonančné frekvencie oscilačných obvodov alebo rezonátorov, ktoré sú súčasťou ultrazvuku). frekvencia). Z toho vyplýva, že ak fin z nejakého dôvodu dostalo prírastok Dfin (dostatočne malý), potom prírastok Dfout frekvencie fout je taký, že Dfin/fin = Dfout/fout, teda relatívna nestabilita frekvencie kmitov pri násobení zostáva nezmenená. Táto dôležitá vlastnosť ultrazvukových frekvencií umožňuje ich použitie na zvýšenie frekvencie stabilných oscilácií (zvyčajne získaných z kremenného hlavného oscilátora) v rôznych rádiových vysielacích, radarových, meracích a iných inštaláciách.

Najbežnejšie zosilňovače sú tie, ktoré pozostávajú z nelineárneho zariadenia (napríklad tranzistora, varaktora alebo varikapu, cievky s feritovým jadrom alebo elektrónovej trubice) a elektrického filtra (jeden alebo viac). Nelineárne zariadenie mení tvar vstupných kmitov, v dôsledku čoho sa v spektre kmitov na jeho výstupe objavujú zložky s frekvenciami, ktoré sú násobkami plutv. Tieto komplexné kmity sa privádzajú na vstup filtra, ktorý vyberá zložku s danou frekvenciou mfin, pričom zvyšok potláča (neprechádza). Keďže takéto potlačenie v reálnych filtroch nie je úplné, na výstupe zosilňovača zostávajú nežiaduce (tzv. bočné) zložky, teda harmonické s inými číslami ako m. Úloha je zjednodušená, ak nelineárne zariadenie generuje takmer len m-tú harmonickú krídlu, √ v tomto prípade sa niekedy zaobíde bez filtra (podobné zosilňovače sú známe na tunelových diódach a špeciálnych zariadeniach s elektrónovým lúčom). Pri m > 5 je energeticky výhodnejšie použiť viacstupňové zosilňovače (v ktorých výstupné kmity jedného stupňa slúžia ako vstup pre druhý).

Používajú sa aj ultrazvukové frekvencie, ktorých činnosť je založená na synchronizácii vlastného oscilátora (pozri Generovanie elektrických kmitov). V druhom prípade sú oscilácie vybudené s frekvenciou f0 = mfin, ktorá sa pod vplyvom kmitov s frekvenciou pluhom prichádzajúcou na jej vstup stáva presne rovnou mfin. Nevýhodou takýchto riadiacich jednotiek je relatívne úzke pásmo hodnôt plutv, pri ktorých je možná synchronizácia. Okrem vyššie uvedených sa trochu rozšírili rádiopulzné ultrazvukové frekvencie, pri ktorých sa na vstup elektrického filtra privádzajú rádiové impulzy určitého tvaru, generované pod vplyvom vstupných kmitov s frekvenčným rebrom.

Hlavným problémom pri vytváraní striedavej frekvencie je zníženie fázovej nestability výstupných kmitov (v dôsledku náhodného charakteru zmien ich fázy), čo vedie k zvýšeniu relatívnej nestability výstupnej frekvencie v porovnaní s príslušnou hodnotou na vstupe. Dôkladný výpočet rovníc zahŕňa integráciu nelineárnych diferenciálnych rovníc.

Lit.: Zhabotinsky M. E., Sverdlov Yu L., Základy teórie a technológie násobenia frekvencií, M., 1964; Rizkin I. Kh., Frekvenčné multiplikátory a deliče, M., 1966; Bruevich A.N., Frekvenčné multiplikátory, M., 1970; Rádiové vysielacie zariadenia založené na polovodičových zariadeniach, M., 1973.

I. Kh.

Wikipedia

Frekvenčný multiplikátor

Frekvenčný multiplikátor- elektrické alebo elektronické zariadenie, v ktorom, keď sa na vstup privedú oscilácie s periódou 2 ⋅ π /ω na výstupe sa tvoria oscilácie s periódou 2 ⋅ π /N ⋅ ω .

Multiplikátory sa používajú na:

1. Prenos quartzových frekvencií (mikrovlnný rozsah;
2. Syntéza frekvenčnej siete;
3. Merania frekvenčnej stability.

V rádiových vysielacích zariadeniach je pomocou multiplikátorov možné:

1. Znížte frekvenciu hlavného oscilátora, čo zvyšuje stabilitu;
2. Rozšírte rozsah ladenia rádiového vysielacieho zariadenia s menším rozsahom ladenia hlavného oscilátora;
3. Zvýšte stabilitu rádiového vysielacieho zariadenia oslabením spätnej väzby, pretože vo frekvenčnom multiplikátore sú vstupné a výstupné obvody naladené na rôzne frekvencie;
4. Zvýšte absolútnu frekvenciu alebo fázovú odchýlku frekvenčnej alebo fázovej modulácie.

DVOJNÁSOBNÍK PULZNEJ FREKVENCIE

V rádioamatérskej praxi sa často vyskytujú prípady, keď je potrebný násobiteľ vstupnej frekvencie sledu impulzov konštantným faktorom, najmä zdvojovač frekvencie. Tvk, v automobilovej tyristorovej elektronickej zapaľovacej jednotke s pulzným ukladaním energie, zdvojovač frekvencie umožňuje použitie menšieho transformátora v digitálnom tachometri pri nízkych otáčkach motora, umožňuje skrátiť čas počítania atď.

Takéto zdvojovače, spúšťané hranou a pádom vstupných impulzov, sa zvyčajne realizujú pomocou EXCLUSIVE OR logických prvkov. Zdvojovač popísaný nižšie je zostavený pomocou bežnejších prvkov NOR a NAND. Poskytuje možnosť samostatne regulovať trvanie výstupných impulzov pri spustení okrajom aj spodkom vysokoúrovňového vstupného impulzu. Tvar vstupných impulzov môže byť ľubovoľný, ale uprednostňuje sa pravouhlý, so strmým vzostupom a pádom. Amplitúda impulzu musí zodpovedať logickým úrovniam použitých mikroobvodov (zvyčajne v tolerancii napájacieho napätia).

Na obr. 1 je znázornený zdvojovací obvod s použitím dvoch prvkov OR-HE a obr. 2 - grafy napätia v jeho charakteristických bodoch. V počiatočnom okamihu je kondenzátor C1 vybitý a C2 je takmer nabitý, keď sa objaví vysokoúrovňový vstupný impulz, kondenzátor C1 sa nabíja cez odpor R1 a C2 sa rýchlo vybíja cez diódu VD2 a výstup prvku DD1.1.

Keď napätie UC2 klesne na prahovú úroveň U, na výstupe prvku D01.2 sa objaví vysokoúrovňový impulz, ktorý končí v okamihu, keď napätie Ucl vzrastie na prahovú hodnotu. Trvanie výstupného impulzu je teda určené rozdielom medzi časom nabíjania t kondenzátora C1 a časom vybíjania C2 (čas oneskorenia tj* prvku možno ignorovať pre jeho relatívnu malú veľkosť).

Priamy odpor diódy a odpor otvoreného vstupu prvku sú malé, preto ich možno vo väčšine prípadov aj zanedbať. Výsledkom je, že trvanie t^ pri spustení okrajom vstupného impulzu je približne 0,7R1C1 "P" Un<*= 0,5U^.

Keď sa vstupný impulz zníži, kondenzátor C1 sa vybije cez diódu VD1 a výstup vstupného budiča (alebo kontakty S1 spínača, znázornené na obr. 1 prerušovanými čiarami) a kondenzátor C2 sa nabije cez odpor R2. Trvanie t^ pri spustení poklesom vstupného impulzu sa rovná 0,7R2C2.

Zdvojovač na báze dvoch prvkov NAND (K561LA7) sa od opísaného líši tým, že diódy v ňom sú spínané v opačnom smere. Dĺžka víkendu je

BB1 K17BLE5

I tiOP fTT"^" Spúšťač

žiadna predná časť

ja -gp 3 I | Spustenie na jeseň

J?bykh

d potom_ _ a//./ (5) o_ _ ShL K155LAZ; VB2 D9K

impulzy pri spustení hranou a pádom vysokoúrovňového vstupného impulzu sú určené časovými konštantami obvodov R2C2 a R1C1. Pri R1=R2=680 kOhm a C1=C2=1000 pF je trvanie nízkoúrovňových výstupných impulzov 500 μs.

Pri prevádzke zdvojovača z mechanických kontaktov musí trvanie výstupného impulzu presiahnuť trvanie ich „blikania“, inak sú možné poruchy. Vzhľadom na rozdiel v časoch nabíjania a vybíjania kondenzátorov (môžu sa líšiť 10...1000 krát) po prvom prepnutí zostane logický prvok v tomto stave až do konca výstupného impulzu.

Časovacie kondenzátory môžu byť pripojené nie k zápornému, ale ku kladnému napájaciemu vodiču. V tomto prípade sa fázy nabíjania a vybíjania kondenzátorov menia, ale grafy napätia zostávajú nezmenené.

Zdvojovače môžu byť zapojené do série, potom bude výstupná frekvencia 2" krát väčšia ako vstupná frekvencia (n je počet zdvojovačov). Časová konštanta každého nasledujúceho zdvojovača by mala byť polovičná oproti predchádzajúcemu.

Zdvojovače môžu byť implementované na CMOS mikroobvodoch série K176, K561, 564. Diódy sú nízkoenergetické kremíkové impulzy s nízkym spätným prúdom, napríklad séria KD520-KD522. Časovacie kondenzátory - keramické KM6 alebo podobné.

Opísaný zdvojovač je možné implementovať aj na TTL čipoch. Pri použití prvkov OR-HE je potrebné vylúčiť časovacie odpory. Kondenzátory sa budú nabíjať cez vstupný odpor R^ logického prvku, ktorý sa rovná 2,8...40 kOhm, v závislosti od série mikroobvodu, a vybíjajú sa cez diódu a otvorený výstup prvku. Trvanie vysokoúrovňových výstupných impulzov určuje kapacitu zodpovedajúceho kondenzátora - približne 0,33 ^C. Mali by sa použiť germániové diódy s nízkym priepustným napätím a spätným prúdom, napríklad séria D9, D310, GD402.

Zdvojovač založený na prvkoch NAND (obr. 3) sa dizajnom a prevádzkou nelíši od svojho prototypu založeného na prvkoch štruktúry CMOS. Táto možnosť má však nevýhody. Kondenzátor sa teda nabíja cez výstup prvku, ktorého výstupný odpor v stave 1 je niekoľkonásobne väčší ako v stave 0. Odpor časovacieho odporu by mal byť väčší ako výstupný odpor prvku, ale nemal by prekročiť 0,2 Rro. V dôsledku toho sa skracuje interval zmeny trvania prúdu>1, zvyšuje sa doba oneskorenia a v dôsledku toho sa zhoršuje prehľadnosť spínania prvku a ochrana proti „odskakovaniu“ kontaktov.

Trvanie výstupných impulzov nízkej úrovne zdvojovača je (1.1...1.2) RC. Grafy napätia v charakteristických bodoch zdvojovača na prvkoch NAND sú na obr. 4.

B. ROVKOV

Charkov, Ukrajina