A rakományhoz szállított teljesítmény

Visszatérési veszteség
RL

Frekvencia tartomány, MHz

Mért jellemzők

• elektromos hossz (lábban vagy fokban);
• tápvezeték veszteségei (dB);
• kapacitás (pF);
• impedancia vagy Z érték (ohm);
• impedancia fázisszöge (fokban);
• induktivitás (µH);
• reaktancia vagy X (ohm);
• aktív ellenállás vagy R (ohm);
• rezonancia frekvencia(MHz);
• visszatérési veszteség (dB);
• jelfrekvencia (MHz);
• SWR (Zo programozható).

200x100x65 mm

Tartomány M1

Tartomány M2

frekvenciatartomány

1,8 - 200 MHz

140-525 MHz

Teljesítménymérési terület

0-3KW (HF), 0-1KW (VHF)

Teljesítmény mérési tartomány

Teljesítménymérési hiba

±10% (teljes skála)

SWR mérési terület

1-től a végtelenig

Ellenállás

Maradék SWR

1,2 vagy kevesebb

Beillesztési veszteség

0,2 dB vagy kevesebb

Minimális teljesítmény SWR mérésekhez

Körülbelül 6W.

M alakú

Tápegység a háttérvilágításhoz

11-15V egyenáram, körülbelül 450 mA

Méretek (zárójelben lévő adatok, beleértve a kiemelkedéseket is)

250 (Sz) x 93 (98) (Ma) x 110 (135) (Mé)

Körülbelül 1540

A visszatérési veszteség, a reflexiós együttható és az állóhullám-arány a forrás, a terhelés és az átviteli vonal komplex impedanciáinak (elektromos impedanciáinak) konzisztenciájának/egybeesésének értékelésére szolgál. Tekintsük ezen paraméterek fizikai jelentését és kapcsolatukat.

Definíciók

A visszatérési veszteség (visszatérési veszteség, visszatérési veszteség) az átviteli vezetékben vagy szálban lévő megszakadásról visszaadott/visszavert jel teljesítményvesztesége. Ezt az értéket általában decibelben (dB) adják meg:

• RL dB - visszatérési veszteség decibelben;
• P pad - beeső teljesítmény;
• P neg – visszavert teljesítmény.

A feszültségreflexiós együttható, Γ a visszavert és a beeső hullámok komplex feszültségamplitúdóinak aránya.

\[Γ = ( U_(neg) \over U_(pad) )\]

A visszaverődési együtthatót a Z terhelés és a Z forrás komplex ellenállása határozza meg:

\[Γ = ( (Z_(terhelés) - Z_(est)) \over ( Z_(terhelés) + Z_(est) ) \]

Vegye figyelembe, hogy a negatív visszaverődési együttható azt jelenti, hogy a visszavert hullám 180°-kal fázison kívül van.

Állóhullám-arány (VSWR, VSWR, feszültség állóhullám-arány, SWR, VSWR) - az állóhullám feszültségamplitúdójának legnagyobb értékének a legkisebbhez viszonyított aránya.

\[SWR = ( U_(st.wave.max) \over U_(st.wave.min) )\]

Mivel az állóhullám amplitúdójának egyenetlen eloszlása ​​a vonal mentén a beeső és a visszavert hullámok interferenciájának ("összeadásnak és kivonásnak") következménye, ezért a hullám U st.waves.max amplitúdójának legnagyobb értéke a hullám mentén. vonal (vagyis az amplitúdó értéke az antinóduson) az

U pad + U neg

és a legkisebb amplitúdóérték (vagyis a csomóponti amplitúdóérték) az

U pad - U neg

Következésképpen

\[SWR = ( (U_(esés) + U_(neg)) \over (U_(esés) - U_(neg)) \]

Az SWR, a megtérülési veszteség és a tükrözési együttható közötti kapcsolat

Ha behelyettesíti az alábbi képleteket, és egyszerűen átalakítja őket, a következőket kapja:

\[Γ = ( (SWR-1) \over (SWR+1) )\]

\[SWR = ( (1+Γ) \over (1-Γ) )\]

\[Γ = 10^((-RL) \20 felett)\]

\[SWR = ( (1 + 10^((-RL) \over 20)) \over (1 - 10^((-RL) \over 20)) \]

Egy tetszőleges terhelés általában visszavert hullámot generál az átviteli vezetékben. A visszavert hullám a beesőre szuperponálva ismétlődő maximumok és minimumok kialakulásához vezet a normalizált áramok és feszültségek hosszirányú eloszlásában, kevert hullámmintát képezve. A kevert hullám üzemmódot a mérnöki gyakorlatban általában a haladó hullám együtthatóval (TWF) jellemzik, amely a normalizált minimális érték aránya. teljes feszültség(vagy áramerősség) a vezetékben a teljes feszültség (vagy áram, vagy térerősség) maximális értékéhez

ahol |G| a reflexiós együttható modulusa. Gyakran a KBV helyett ennek reciprokát, az úgynevezett állóhullámarányt (SWR) használják.

A visszaverődési együttható az elektromos tér keresztirányú összetevőinek aránya a beeső és a visszavert hullámokra az átviteli vezeték keresztmetszetének ugyanazon pontján.

ahol Z A az antenna bemeneti impedanciája,

Z NÁL NÉL- az átviteli vezeték hullámimpedanciája (koaxiális kábel). A bemeneti ellenállás frekvenciától való függését az előző bekezdésben számoltuk ki.

A kisugárzott teljesítmény módszerével megkapjuk

Az indukált emf-ek módszere szerint azt kapjuk

Az SWR és a hullámhossz görbéjét a B. függelék tartalmazza.

2.8 A PPF és frekvenciaválaszának kiszámítása

A mikrohullámú szűrőket jelek frekvenciaválasztására, összetett terhelések illesztésére, késleltető áramkörökben és késleltető rendszerként használják.

A szűrők általában passzív kölcsönös eszközök, és az útba bevitt csillapítás frekvenciafüggése jellemzi őket. Az alacsony csillapítású frekvenciasávot áteresztősávnak, a nagy csillapítású frekvenciasávot stopsávnak nevezzük. Által relatív pozíció az áteresztő sávokat és a leállító sávokat általában a következő típusú szűrőkre osztják: aluláteresztő szűrő (LPF), egy adott vágási frekvencia alatti áteresztő jelek és a vágási határ feletti frekvenciájú jelek elnyomása; szűrők tripla(HPF), jelek továbbítása a meghatározott frekvencia feletti frekvencián és elnyomja az egyéb frekvenciák jeleit; sáv-áteresztő szűrők (BPF), egy adott frekvenciasávon belüli jelek áteresztése és ezen a sávon kívüli jelek elnyomása, sávleállító (notch) szűrők (BPF), egy adott frekvenciasávon belüli jelek elnyomása és ezen kívüli jelek áteresztése Zenekar.

Mindegyik szűrő frekvenciaválaszának van egy átmeneti tartománya az áteresztő sáv és a leállító sáv, azaz a frekvenciák között.  hés  P. Ebben a tartományban a csillapítás a maximális értékről a minimumra változik. Általában ezt a területet próbálják csökkenteni, ami a szűrő komplikációjához, a linkek számának növekedéséhez vezet. A szűrők tervezésénél általában a következő jellemzőket adják meg: áteresztősáv, leállítási sáv, középfrekvencia, áteresztősáv csillapítás, leállítási sáv csillapítás, csillapítási meredekség az átmeneti tartományban, bemeneti és kimeneti illesztési szint, átviteli vonali jellemzők, amelyben a szűrő be van kapcsolva, az átviteli vezeték típusa, esetenként a szűrő fázisjellemzői megadva.

2.4. táblázat – A PPF kezdeti jellemzői

2.8.1 Az aluláteresztő szűrő prototípusának kiszámítása

Jelenleg a mikrohullámú szűrők kiszámításának legelterjedtebb módja az a módszer, amely szerint először a prototípus aluláteresztő szűrőt számítják ki. A prototípus szűrőáramkör paramétereinek megtalálása a szűrő adott frekvenciamenetéből a paraméteres szintézis feladata. Az eredmények általánossága érdekében minden mennyiséget normalizálunk. A terhelés és a generátor ellenállását egynek kell tekinteni. Az ellenállással való normalizálás mellett a frekvencia szerinti normalizálást is végrehajtják, például a szűrő áteresztősávjának levágási frekvenciáját egységgel egyenlőnek vesszük. Így a mikrohullámú szűrő kiszámítása az alacsony frekvenciájú prototípus áramkör szintézisére és az összevont paraméterű elemek ekvivalenseire, elosztott paraméterekkel való cseréjére redukálódik.

A frekvenciakarakterisztika közelítésére számos olyan függvényt használnak, amelyek kielégítik a szűrők fizikai megvalósíthatóságának feltételeit. A legelterjedtebb a maximálisan lapos és az egyenlő hullámú közelítés, a Butterworth és Chebisev polinom használatával.

Számítsuk ki a leglaposabb csillapítási karakterisztikával rendelkező szűrőt. A frekvencia növekedésével monoton módon növekszik:

,

ahol n a prototípus szűrőhivatkozások száma,

=/ p – normalizált frekvencia,

=10 L p/10 -1 – pulzációs együttható,

 p - az áteresztősáv vágási frekvenciája,

L p - csillapítás  p frekvencián (lásd 2.3. ábra).

2.3. ábra: A prototípus aluláteresztő szűrő maximális lapítási karakterisztikája

A prototípus szűrőszakaszok száma a szűrő frekvencia-válasz követelményei között található. Tehát a leglaposabb frekvenciaátvitelű szűrőhöz:

,

vagyis a mi szűrőnknek az szükséges n 2.76 .

Vessünk n=3 , akkor a prototípus szűrőáramkör a 2.4. ábrán látható módon fog kinézni

2.4 ábra - A prototípus aluláteresztő szűrő vázlata

A szűrőparaméterek kiszámíthatók összetett képletekkel, vagy használhatjuk a szakirodalmat, például: g 0 =1, g 1 =0.999165, g 2 =1.998330, g 3 =0.999165, g 4 =1.

A szűrőparaméterek denormalizálása a relációk segítségével történik

,

,

.

Itt a prímszámmal ellátott jelölések a normalizált prototípus szűrőparaméterekre vonatkoznak, prímek nélkül a denormalizáltakra: R 0 `=1, L 1 `=1, C 2 `=2, L 3 `=1, R 4 `=1.

Mivel a leendő szűrőt a koaxiális átviteli útvonalba helyezzük, akkor R 0 = 75 ohm, akkor

2.8.2 PPF számítás

A BPF megtervezéséhez az előző bekezdésben kiszámított prototípus szűrőt és a reaktancia frekvencia konverziót használjuk

ahol  0 =( P  -P ) 0.5 a PPF központi frekvenciája,

k h =1/2  - konverziós tényező,

2  =  P -  -P a BPF sávszélessége.

A prototípus szűrőben lévő bármely induktivitás a frekvenciaátalakítás után soros áramkörré alakul át paraméterekkel

Ugyanakkor a prototípus szűrő bármely kapacitása párhuzamos oszcillációs áramkörré alakul

2.5 ábra – A BPF egyenértékű áramköre

Így a BPF (2.5. ábra) lépcsőzetes rezonátorokból áll, amelyek egyenértékű paramétereinek értékei a következők:

2.8.3 A BPF végrehajtása

A megvalósítás módja szerint a BPF a következő típusokra osztható: egyetlen MSL-en résekkel, párhuzamos csatolású félhullámú rezonátorokon, ellentétes rudakon, párhuzamos és soros negyedhullámú csonkkal.  /4 , ahol  - hullámhossz a BPF áteresztősáv átlagos frekvenciájának megfelelő vonalban; kettős hurokkal és negyedhullámú összekötő vezetékekkel dielektromos rezonátorokon.

Végezzünk BPF-et mikroszalagos vonalakon (MPL), kettős hurokkal és negyedhullámú összekötő vonalakkal.

Az MSL-ek egy vékony fémréteg, amelyet dielektromos lemezekre raknak le. Az árnyékolt aszimmetrikus MSL-ek a leggyakoribbak. Az MPL-eket a mikrohullámú sütő teljes tartományában használják. A közvetlen hullámvezetőkkel összehasonlítva az MSL-eknek számos hátrányuk van - nagyobb a lineáris veszteségük és viszonylag alacsony az átviteli teljesítményük. Ezenkívül a nyitott MSL-ek energiát sugároznak az űrbe, ami nemkívánatos elektromágneses csatolást okozhat.

De az MPL-nek fontos előnyei is vannak. Kis méretűek és súlyúak, olcsóak a gyártásuk, technológiailag fejlettek és kényelmesek az integrált technológiával történő tömeggyártáshoz, amely lehetővé teszi a teljes szerelvények és funkcionális modulok mikroszalagos kivitelben való megvalósítását egy fémezett dielektrikumból készült lemezen. oldal.

A szekvenciális oszcillációs áramkörök megvalósítása MSL-ben nagyon nehéz. Ezzel egyidejűleg a transzformációk segítségével a 2.6. ábrán látható módon lehetőség van a soros kapcsolás párhuzamosra átvitelére

2.6 ábra Soros rezgőkör cseréje párhuzamosra

A 2.6. ábrán látható azonosság csak a rezonanciafrekvenciára érvényes, ezért a kapott áramkört elemezni kell a frekvencia tulajdonságainak meghatározásához.

A csere után a 2.7. ábrán látható PPF sémát kapjuk

2.7 ábra – A BPF egyenértékű áramköre

Ez az áramkör a következő paraméterértékekkel rendelkezik

A csatlakozó vezeték hossza az MSL paramétereinek meghatározása után lesz ismert.

Az MSL hullámellenállásának kiszámításához a kvázistatikus közelítésben kapott kifejezést használjuk

(2.1)

Ezzel a képlettel a meghatározás pontossága 1% at w/ h 0.4 és 3% at w/ h<0.4 .

A hullámhossz alacsony frekvenciákon történő kiszámításához a gyakorlatban széles körben használják a képletet, amelyet a kvázistatikus közelítésben is kapunk.

ahol  a hullámhossz a szabad térben,

 uh a vonal effektív permittivitása.

Az effektív permittivitás a képletből számítható ki

, (2.3)

A szubsztrátum relatív permittivitású dielektrikumra készül  =7 , és vesszük az aljzat vastagságát h= 5 mm. Fém szalag szélesség w, és ennek megfelelően az arány w/ h, változni fog a számítások során.

Először is számítsuk ki az összekötő vonalak paramétereit. Ahhoz, hogy a szűrőt az átviteli úthoz illessze, annak összekötő vezetékeinek hullámimpedanciája megegyezik a koaxiális hullámimpedanciájával. Z 0 \u003d 75 Ohm. A (2.1) kifejezés feloldásával azt találjuk w/ h=0.5, majd a szalag szélessége w=0.5  5=2,5 (mm). A (2.3) képlet segítségével megtaláljuk az effektív permittivitást

A számítás tehát a tartomány középső frekvenciáján történik  0 =0,594 m, akkor (2.2) a vonal hullámhosszával

Mivel az összekötő vonal negyedhullám, ezért a hosszát a képlet határozza meg

A párhuzamos induktivitás rövidre zárt párhuzamos hurokként valósul meg. Egy ilyen szakasz reaktanciáját a képlet határozza meg

(2.4)

Ennek a huroknak az ellenállásának a tartomány középső frekvenciáján egyenlőnek kell lennie a párhuzamosan kapcsolt induktor ellenállásával, így meghatározhatja a szegmens hosszát

(2.5)

Elfogad w/ h=1(w= 5 mm)

Most a (2.5) képlet segítségével meghatározhatjuk az egyes induktivitásokat helyettesítő hurkok hosszát

A párhuzamos kapacitás a végén nyitott párhuzamos hurokként valósul meg. Egy ilyen szakasz reaktanciáját a képlet határozza meg

Ennek a huroknak az ellenállásának a tartomány középső frekvenciáján egyenlőnek kell lennie a párhuzamosan kapcsolt kapacitás ellenállásával, így meghatározhatja a hurok hosszát

(2.6)

Elfogad w/ h=0.2(w= 1 mm), akkor (2.1)-(2.3)-al kapjuk

Most a (2.5) képlet segítségével meghatározhatjuk az egyes kapacitásokat helyettesítő hurkok hosszát

Adjuk meg a hurok paramétereit a 2.5. táblázatban.

2.5. táblázat A PPF méretei MPL-en

A PPF-séma a D. függelékben található.

2.8.4 Frekvencia-válasz számítás

A szűrő frekvenciamenete az útvonalba bevitt csillapítás frekvenciától való függése. A szűrő bemeneti impedanciájának ismeretében meghatározhatja a reflexiós együtthatót

(2.7)

Ekkor a frekvenciaválasz a következő formában lesz

(2.8)

Határozzuk meg a 2.4 ábrán látható prototípus aluláteresztő szűrőjének frekvenciamenetét a paraméterek denormalizálása után

A (2.7) és (2.8) behelyettesítéssel megkapjuk a csillapítási karakterisztikát.

Határozzuk meg a 2.5. ábrán látható BPF egyenértékű áramkörének frekvenciamenetét

(2.7) és (2.8) behelyettesítéssel megkapjuk a szükséges csillapítási karakterisztikát.

Most határozzuk meg a szűrő frekvenciaválaszát az MSL-n. Az induktív és kapacitív hurkok ellenállásának frekvenciafüggését a képletek határozzák meg

ahol i=1,2,3;

Z 0 Lés Z 0 C– az induktív és kapacitív hurkok hullámimpedanciái, ill.

Szűrő bemeneti impedancia

A bemeneti ellenállás végső képlete nagyon összetett, ezért itt nem adjuk meg. A (2.7) és (2.8) képlet alapján megkapjuk a frekvenciaválaszt.

Az ebben a bekezdésben kapott összes frekvenciaválaszt a D. függelék tartalmazza.

A feeder és az antenna illesztésének minőségét mérő eszköz (SWR mérő) az amatőr rádióállomások nélkülözhetetlen része. Mennyire megbízható információkat szolgáltat egy ilyen eszköz az antenna gazdaságosságának állapotáról? A gyakorlat azt mutatja, hogy nem minden gyári SWR-mérő nyújt nagy mérési pontosságot. Ez még inkább igaz, ha házi készítésű tervekről van szó. Az olvasók figyelmét felhívott cikkben egy áramváltós SWR-mérőt veszünk figyelembe. Az ilyen típusú eszközöket széles körben használják mind a szakemberek, mind a rádióamatőrök. A cikk bemutatja munkájának elméletét és elemzi a mérések pontosságát befolyásoló tényezőket. Az SWR-mérők két egyszerű praktikus kialakításának leírásával zárul, amelyek jellemzői a legigényesebb rádióamatőrt is kielégítik.

Egy kis elmélet

Ha az adóhoz csatlakoztatott, Zo hullámimpedanciájú homogén összekötő vezetéket (adagolót) Zn≠Zo ellenállással terheljük, akkor benne beeső és visszavert hullámok egyaránt fellépnek. Az r visszaverődési együtthatót (visszaverődés) általában a terhelésről visszavert hullám amplitúdójának és a beeső hullám amplitúdójának arányaként határozzák meg. Az r áramreflexiós együttható és az ru feszültség megegyezik a visszavert és beeső hullámok megfelelő mennyiségeinek arányával. A visszavert áram fázisa (a beeső áramhoz viszonyítva) a Zн és Zо közötti aránytól függ. Ha Zн>Zо, akkor a visszavert áram ellentétes lesz a beesővel, ha pedig Zн

Az r tükrözési együttható értékét a képlet határozza meg

ahol Rn és Xn a terhelési ellenállás aktív és reaktív komponensei, tisztán aktív Xn = 0 terhelés esetén a képlet r=(Rn-Zo)/(Rn+Zo) értékre egyszerűsödik. Például, ha egy 50 ohmos karakterisztikus impedanciájú kábelt 75 ohmos ellenállással terhelünk, akkor a visszaverődési együttható r = (75-50)/(75+50) = 0,2.

ábrán. Az 1a. ábra az Ul feszültség és az Il áram eloszlását mutatja a vonal mentén ebben a konkrét esetben (a vezeték veszteségeit nem vesszük figyelembe). Az áram y tengelye menti léptékét Z-szer nagyobbnak vesszük - ebben az esetben mindkét grafikon függőleges méretű lesz. A szaggatott vonal az Ulo feszültség és az Ilo áram grafikonja abban az esetben, ha Rн=Zо. Például egy λ hosszúságú vonalszakaszt veszünk. Hosszabb hosszával a minta ciklikusan megismétlődik 0,5λ-ként. A vonal azon pontjain, ahol a beeső és a visszavert fázisok egybeesnek, a feszültség maximális és egyenlő Ul max -= Ulo(1 + r) = Ulo(1 + 0.2) = 1.2Ulo, illetve azokon, ahol a fázisok ellentétes, ez minimális és egyenlő Ul min = Ulo (1 - 0,2) = = 0,8 Ulo. Értelemszerűen SWR \u003d Ul max / / Ul min \u003d 1l2Ulo / 0I8Ulo \u003d 1I5.

Az SWR és r kiszámítására szolgáló képletek a következőképpen is felírhatók: SWR = (1+r)/(1-r) és r = = (SWR-1)/(SWR+1). Megjegyezzük egy fontos pontot - a maximális és minimális feszültség összege Ul max + Ul min = Ulo (1 + r) + Ulo (1 - r) = 2Uno, és különbségük Ul max - Ul min = 2Ulo. A kapott értékek alapján kiszámítható a beeső hullám Рpad = Ulo2/Zo és a visszavert hullám teljesítménye Pref = (rUlo)2/Zo. Esetünkben (SWR = 1,5 és r = 0,2 esetén) a visszavert hullám teljesítménye csak 4%-a lesz a beeső hullám erejének.

A múltban széles körben alkalmazták az SWR meghatározását a vonalszakasz feszültségeloszlásának mérésével Ul max és Ul min értékek keresésére.

nemcsak nyitott légvezetékeken, hanem koaxiális betáplálókban is (főleg VHF-en). Ehhez az adagoló mérőszakaszát használtuk, amely egy hosszú hosszirányú résszel rendelkezik, amely mentén egy kocsi mozgott egy belehelyezett szondával - egy RF voltmérő fejével.

Az SWR úgy határozható meg, hogy megmérjük az Il áramot a vezeték egyik vezetékében egy 0,5λ-nál rövidebb szakaszon. A maximális és minimális értékek meghatározása után számítsa ki az SWR \u003d Imax / Imin értéket. Az áramerősség mérésére áram-feszültség átalakítót használnak egy áramváltó (TT) formájában, terhelési ellenállással, amelyen a feszültség arányos és fázisban van a mért árammal. Megjegyezzünk egy érdekes tényt - a TT bizonyos paramétereivel a kimenetén olyan feszültséget lehet elérni, amely megegyezik a vonal feszültségével (a vezetők között), azaz. Utl = IlZo.

ábrán. Az 1b. ábra együtt mutatja az Ul változásának grafikonját az egyenes mentén és az Utl változásának grafikonját. A grafikonok amplitúdója és alakja megegyezik, de egymáshoz képest 0,25X-el eltolódnak. E görbék elemzése azt mutatja, hogy a g (vagy SWR) meghatározható az Ul és az UTL értékeinek egyidejű mérésével a vonal bármely pontján. Mindkét görbe maximumának és minimumának helyén (1. és 2. pont) ez nyilvánvaló: ezeknek az értékeknek az Ul / Utl (vagy Utl / Ul) aránya SWR, az összeg 2Ulo, és a különbség 2rUlo. A közbenső pontokon Ul és Utl fázisban eltolódnak, és már vektorként össze kell adni őket, azonban a fenti összefüggések megmaradnak, mivel a visszavert feszültséghullám mindig inverz fázisú a visszavert áramhullámmal, és rUlo = rUtlo .

Ezért egy voltmérőt, egy kalibrált áram-feszültség átalakítót és egy összeadás-kivonás áramkört tartalmazó eszköz lehetővé teszi olyan vonalparaméterek meghatározását, mint az r vagy az SWR, valamint a Ppad és a Rotr, ha bárhol bekapcsolják vonal.

Az első ilyen jellegű eszközökről szóló információ 1943-ból származik, és az 1943-ban került kiadásra. A szerző által ismert első gyakorlati eszközöket ben ismertették. ábrán látható az alapnak vett áramkör változata. 2. A készülék a következőket tartalmazta:

• feszültségérzékelő - kapacitív osztó C1-re és C2-re, Uc kimeneti feszültséggel, sokkal kisebb, mint az Ul vonal feszültsége. A p \u003d Uc / Ul arányt csatolási együtthatónak nevezzük;
• T1 áramváltó, karbonilgyűrűs mágneses áramkörre tekerve. Primer tekercsének egy fordulata volt a gyűrű közepén áthaladó vezető formájában, a szekunder - n fordulat, a szekunder tekercs terhelése - az R1 ellenállás, a kimeneti feszültség - 2Ut. A szekunder tekercs két különálló Ut feszültségű tekercsből és saját teherellenállással készülhet, azonban szerkezetileg kényelmesebb egy tekercselést középről csappal készíteni;
• detektorok a VD1 és VD2 diódákon, SA1 kapcsoló és voltmérő az RA1 mikroampermérőn további ellenállásokkal.

A T1 transzformátor szekunder tekercse úgy van bekötve, hogy amikor az adót az áramkörnek megfelelően a bal oldali csatlakozóhoz csatlakoztatjuk, és a terhelést a jobbra csatlakoztatjuk, az Uc + UT teljes feszültség a VD1 diódára kerül. , és a különbségi feszültséget a VD2 diódára kapcsoljuk. Ha a vezeték hullámimpedanciájával megegyező ellenállású referencia terhelést csatlakoztatunk az SWR mérő kimenetére, akkor nincs visszavert hullám, és ezért a VD2 RF feszültsége nulla lehet. Ez az eszköz kiegyenlítésének folyamatában érhető el az UT és Uc feszültségek kiegyenlítésével egy C1 hangolókondenzátor segítségével. Mint fentebb látható, egy ilyen beállítás után a feszültségkülönbség nagysága (Zн≠Z®-nél) arányos lesz az r reflexiós együtthatóval. A valós terhelés melletti méréseket az alábbiak szerint végezzük. Először is, a diagramon látható SA1 kapcsoló állásában ("Incidens hullám") az R3 kalibrációs változó ellenállás a skála utolsó osztásába állítja a műszertűt (például 100 μA). Ezután az SA1 kapcsolót a séma szerint az alsó helyzetbe mozgatjuk ("Reflected wave"), és megszámolja az r értékét. RH = 75 Ohm esetén a készüléknek 20 μA-t kell mutatnia, ami r = 0,2-nek felel meg. . Az SWR értéket a fenti képlet határozza meg - SWR \u003d (1 +0,2) / / (1-0,2) \u003d 1,5 vagy SWR \u003d (100 + 20) / / (100-20) \u003d 1,5. Ebben a példában a detektort lineárisnak tételezzük fel – valójában olyan korrekciót kell bevezetni, amely figyelembe veszi annak nemlinearitását. Megfelelő kalibrálás esetén a műszer használható beeső és visszavert teljesítmények mérésére.

Az SWR mérő, mint mérőeszköz pontossága számos tényezőtől függ, elsősorban az SA1 "Reflected wave" pozícióban Rн = Zo-nál kiegyensúlyozó készülék pontosságától. Az ideális kiegyenlítés az Uс és Uт feszültségeknek felel meg, amelyek nagysága egyenlő, fázisban pedig szigorúan ellentétes, azaz különbségük (algebrai összegük) nulla. Egy igazi kialakításban mindig van kiegyensúlyozatlan Ures egyensúly. Nézzünk egy példát arra, hogy ez hogyan befolyásolja a végső mérési eredményt. Tegyük fel, hogy a kiegyenlítéskor Uc = 0,5 V és Ut = 0,45 V feszültségeket kaptunk (azaz a kiegyensúlyozatlanság 0,05 V, ami teljesen valós). Rn = 75 Ohm terhelésnél egy 50 ohmos vonalban valójában SWR = 75/50 = 1,5 és r = 0,2, és a visszavert hullám nagysága a készüléken belüli szintekre átszámítva rUc = lesz. 0,2x0,5 = 0, 1 V és rUt = 0,2x0,45 = 0,09 V.

Térjünk vissza az ábrához. Az 1b. ábrán látható görbék SWR = 1,5 esetén vannak megadva (a vonal Ul és Utl görbéi esetünkben Uc-nek és Ut-nek felelnek meg). Az 1. pontban Uс max = 0,5 + 0,1 = 0,6 V, Ut min = 0,45 - 0,09 = 0,36 V és SWR = 0,6 / 0,36 = 1,67. A ponton 2UTmax = 0,45 + 0,09 = 0,54 V, Ucmin = 0,5 - 0,1 = 0,4 és SWR = 0,54 / 0,4 = 1,35. Ebből az egyszerű számításból látható, hogy attól függően, hogy egy ilyen SWR mérő hol csatlakozik egy valós SWR = 1,5 vezetékhez, vagy ha változik a vezeték hossza a készülék és a terhelés között, különböző SWR értékek olvasható - 1,35-től 1,67-ig!

Mi vezethet a pontatlan egyensúlyozáshoz?

1. A germánium dióda (esetünkben VD2) lekapcsolási feszültsége, amelynél megszűnik vezetni, körülbelül 0,05 V. Ezért az UOCT-nél< 0,05 В прибор РА1 покажет "ноль" и можно допустить ошибку в балансировке. Относительная неточность значительно уменьшится, если поднять в несколько раз напряжения Uc и соответственно UT. Например, при Uc = 2 В и UT = 1,95 В (Uост = 0,05 В) пределы изменения КСВ для приведенного выше примера будут уже только от 1,46 до 1,54.

2. Az Uc vagy UT feszültségek frekvenciafüggésének megléte. Ebben az esetben a precíz kiegyenlítés nem érhető el a teljes működési frekvencia tartományban. Nézzünk egy példát a lehetséges okok egyikére. Tegyük fel, hogy a készülék 150 pF kapacitású C2 osztókondenzátort használ 0,5 mm átmérőjű és 10 mm hosszú vezetékekkel. Egy ilyen átmérőjű, 20 mm hosszú vezeték mért induktivitása L = 0,03 μH lett. A felső f = 30 MHz működési frekvencián a kondenzátor ellenállása Xc = 1 / 2πfС = -j35,4 Ohm, a kivezetések teljes reaktanciája XL = 22πfL = j5,7 Ohm. Ennek eredményeként az osztó alsó karjának ellenállása -j35,4 + j5f7 = -j29,7 Ohm-ra csökken (ez egy 177 pF-os kondenzátornak felel meg). Ugyanakkor a 7 MHz-es és az alatti frekvenciákon a vezetékek hatása elhanyagolható. Ebből következik a következtetés - az osztó alsó karjában nem induktív kondenzátorokat kell használni minimális vezetékekkel (például referencia vagy átvezetés), és több kondenzátort kell párhuzamosan csatlakoztatni. A "felső" C1 kondenzátor következtetései gyakorlatilag nem befolyásolják a helyzetet, mivel a felső kondenzátor Xc értéke több tízszer nagyobb, mint az alsóé. Eredeti megoldással a teljes működési frekvenciasávban egységes kiegyenlítés érhető el, amelyről a gyakorlati tervek leírásánál lesz szó.

3.2. A T1 szekunder tekercs induktív ellenállása az üzemi tartomány alacsonyabb frekvenciáin (~ 1,8 MHz) jelentősen söntöli az R1-et, ami az UT és annak fáziseltolódásának csökkenéséhez vezet.

3.3. Az R2 ellenállás az érzékelő áramkör része. Mivel a séma szerint a C2-t söntöli, alacsonyabb frekvenciákon az osztástényező frekvencia- és fázisfüggéseket kaphat.

3.4. ábra sémája szerint. 2 detektor a VD1-en vagy a VD2-n nyitott állapotban a C2-n lévő kapacitív osztó alsó karját söntöli RBX bemeneti ellenállásukkal, azaz az RBX ugyanúgy működik, mint az R2. Az RBX hatása elhanyagolható 40 kOhm feletti (R3 + R2) esetén, amihez egy érzékeny RA1 jelzőt kell használni, amelynek teljes eltérési árama legfeljebb 100 μA, és legalább 4 V RF feszültség a VD1-en.

3.5. Az SWR mérő bemeneti és kimeneti csatlakozói általában 30...100 mm távolságra vannak egymástól. 30 MHz frekvencián a feszültség fáziskülönbsége a csatlakozóknál α= [(0,03... 0,1)/10]360°- 1... 3,5° lesz. Az ábrán látható, hogy ez hogyan befolyásolja a teljesítményt. és 3a. 3b. Az ábrákon látható áramkörök között csak annyi a különbség, hogy a C1 kondenzátor különböző csatlakozókra van csatlakoztatva (T1 mindkét esetben a csatlakozók közötti vezető közepén van).

Az első esetben a kompenzálatlan maradvány csökkenthető, ha az UOCT fázist egy kis, párhuzamosan kapcsolt Ck kondenzátorral korrigálják, a második esetben pedig egy kis Lk induktivitást vezetékhurok formájában R1-gyel sorba kapcsolva. Ezt a módszert gyakran használják mind a házi, mind a "sajátos" SWR-mérőkben, de ezt nem szabad megtenni. Ennek ellenőrzéséhez elegendő a készüléket úgy elforgatni, hogy a bemeneti csatlakozó legyen a kimenet. Ugyanakkor az a kompenzáció, amely a fordulás előtt segített, káros lesz - Uoct jelentősen megnő. Valódi vonalon, páratlan terheléssel dolgozva a vezeték hosszától függően a készülék olyan helyre kerülhet a vonalon, ahol a bevezetett korrekció "javítja" a valódi SWR-t, vagy éppen ellenkezőleg, "rosszabbítja". Akárhogy is, ez helytelen lesz. Javasoljuk, hogy a csatlakozókat a lehető legközelebb helyezze el egymáshoz, és használja az alábbi eredeti áramkör-tervet.

Annak szemléltetésére, hogy a fent tárgyalt okok milyen erősen befolyásolhatják az SWR-mérők leolvasásának megbízhatóságát, az ábra. A 4. ábra két előre gyártott műszer vizsgálati eredményeit mutatja. Az ellenőrzés abból állt, hogy a sor végére egy páratlan terhelést telepítettek, amelynek számított SWR = 2,25, amely számos sorosan csatlakoztatott, Z® = 50 Ohm-os kábelszakaszból állt, amelyek mindegyike λ/8 hosszú.

A mérések során a vonal teljes hossza λ/8 és 5/8λ között változott. Két eszközt teszteltek: az olcsó BRAND X-et (2. görbe) és az egyik legjobb modellt - a BIRD 43-at (3. görbe). Az 1. görbe a valódi SWR-t mutatja. Ahogy mondani szokták, a kommentek feleslegesek.

ábrán. Az 5. ábra egy grafikont mutat be a mérési hiba függését az SWR mérő D irányíthatósági együtthatójának értékétől (directivity). A KBV \u003d 1 / SWR hasonló grafikonjai az alábbiakban találhatók. ábra kialakítását illetően. A 2. ábrán ez az együttható megegyezik a VD1 és VD2 diódák rádiófrekvenciás feszültségeinek arányával, amikor a terheléses SWR-mérő kimenetéhez csatlakozik Rn = Zo D = 20lg (2Uo / Ures). Így minél jobb volt az áramkör kiegyensúlyozása (minél kisebb az Ures), annál nagyobb a D. Használhatja a PA1 - D = 20 x x lg (Ifall / Iotr) indikátor leolvasásait is. ez a D érték azonban kevésbé lesz pontos a diódák nemlinearitása miatt.

A grafikonon a valós SWR értékek a vízszintes tengely mentén, a mért értékek pedig a hiba figyelembevételével, az SWR mérő D értékétől függően a függőleges tengelyen vannak ábrázolva. A szaggatott vonal egy példát mutat - valódi SWR \u003d 2, a D \u003d 20 dB-es eszköz 1,5 vagy 2,5, D \u003d 40 dB - 1,9 vagy 2,1 értéket ad.

Amint az irodalmi adatokból következik, az SWR mérő az 1. ábrán látható séma szerint. 2 D - 20 dB. Ez azt jelenti, hogy jelentős korrekció nélkül nem használható pontos mérésekre.

A hibás SWR leolvasások második legfontosabb oka a detektordiódák áram-feszültség karakterisztikájának nemlinearitása. Ez a leolvasások függéséhez vezet a betáplált teljesítmény szintjétől, különösen a PA1 indikátorskála kezdeti részében. A márkás SWR-mérőkben gyakran két mérleget készítenek az indikátoron - alacsony és nagy teljesítményszinthez.

A T1 áramváltó az SWR mérő fontos része. Fő jellemzői megegyeznek egy ismertebb feszültségtranszformátoréval: az n1 és a szekunder n2 primer tekercs fordulatszáma, az átalakítási arány k \u003d n2 / n1, a szekunder tekercs árama I2 \u003d l1 / k. A különbség az, hogy az elsődleges tekercsen átmenő áramot a külső áramkör határozza meg (esetünkben ez az áram az adagolóban), és nem függ az R1 szekunder tekercs terhelési ellenállásától, így az l2 áram sem. az R1 ellenállás ellenállásértékétől függ. Például, ha P = 100 W teljesítményt továbbítanak az adagolón keresztül Zo \u003d 50 Ohm, akkor az áram I1 \u003d √P / Zo \u003d 1,41 A, és a k \u003d 20 értéknél a szekunder tekercs árama l2 \u003d I1 / k lesz. - 0,07 A. A szekunder tekercs kimeneteinek feszültségét az R1 értéke határozza meg: 2UT = l2 x R1, és R1 = 68 Ohm esetén 2UT = 4,8 V. Az ellenálláson disszipált teljesítmény P = (2UT ) 2 / R1 = 0,34 W. Figyeljünk az áramváltó sajátosságaira - minél kevesebb fordulat a szekunder tekercsben, annál nagyobb a feszültség a kapcsokon (ugyanaz R1 esetén). Az áramváltó legnehezebb módja az üresjárati üzemmód (R1 = ∞), miközben a kimenetén a feszültség meredeken növekszik, a mágneses áramkör telítődik és annyira felmelegszik, hogy összeomolhat.

A legtöbb esetben egy fordulatot használnak az elsődleges tekercsben. Ez a tekercs különböző formájú lehet, amint az az ábrán látható. és 6a. 6, b (ezek egyenértékűek), de a tekercselés a 6. ábra szerint. 6, in - ez már két fordulat.

Külön kérdés a központi vezeték és a szekunder tekercs között a testhez cső formájában csatlakoztatott képernyő alkalmazása. A képernyő egyrészt kiküszöböli a tekercsek közötti kapacitív csatolást, ami némileg javítja a különbségjel egyensúlyát; másrészt örvényáramok jelennek meg a képernyőn, amelyek szintén befolyásolják a kiegyensúlyozást. A gyakorlat azt mutatja, hogy képernyővel és anélkül is megközelítőleg ugyanazt az eredményt érheti el. Ha az árnyékoló továbbra is használatban van, annak hosszát minimálisra kell csökkenteni, megközelítőleg megegyezni az alkalmazott mágneses áramkör szélességével, és széles rövid vezetékkel kell a testhez csatlakoztatni. A képernyő "földelését" a középső vonalon kell elvégezni, mindkét csatlakozótól egyenlő távolságra. A képernyőhöz 4 mm átmérőjű sárgaréz csövet használhat teleszkópos antennákból.

A legfeljebb 1 kW átmenő teljesítményű SWR-mérőkhöz a K12x6x4 és akár K10x6x3 méretű ferritgyűrűs mágneses áramkörök alkalmasak. A gyakorlat azt mutatja, hogy az optimális fordulatszám n2 = 20. A szekunder tekercs induktivitása 40 ... 60 μH, a legnagyobb frekvencia egyenletessége érhető el (a megengedett érték legfeljebb 200 μH). 200 és 1000 közötti permeabilitású mágneses áramkörök használhatók, miközben kívánatos olyan méretet választani, amely biztosítja az optimális tekercselési induktivitást.

Lehetséges kisebb áteresztőképességű mágneses áramkörök alkalmazása, ha nagyobb méreteket alkalmaz, növeli a fordulatok számát és/vagy csökkenti az R1 ellenállást. Ha a meglévő mágneses áramkörök permeabilitása ismeretlen, akkor induktivitásmérővel meg lehet határozni. Ehhez forgasson tíz fordulatot egy ismeretlen mágneses áramkörre (a mag belső furatának a vezeték általi minden metszéspontja fordulatnak minősül), mérje meg a tekercs L induktivitását (μH), és helyettesítse be ezt az értéket a képletbe ; S a mag keresztmetszete cm 2 -ben (például - K10x6x3 Dcp \u003d 0,8 cm és S = 0,2x0,3 \u003d 0,06 cm 2).

Ha a mágneses kör μ-e ismert, akkor n menetes tekercselés induktivitása számítható: L = μn 2 S/250Dcp.

A mágneses áramkörök alkalmazhatósága 1 kW vagy annál nagyobb teljesítményszinten már 100 W-nál is ellenőrizhető az adagolóban. Ehhez ideiglenesen telepítsen egy 4-szer nagyobb R1 ellenállást, az Ut feszültség szintén 4-szeresére nő, és ez megegyezik az átvitt teljesítmény 16-szoros növekedésével. A mágneses kör fűtése érintéssel ellenőrizhető (az R1 ideiglenes ellenállás teljesítménye is 4-szeresére nő). Valós körülmények között az R1 ellenállás teljesítménye az adagolóban lévő teljesítmény növekedésével arányosan nő.

SWR mérő UT1MA

Az UT1MA SWR mérő két kivitele, amelyekről az alábbiakban lesz szó, majdnem ugyanaz az áramkör, de eltérő kialakítású. Az első változatban (KMA - 01) a nagyfrekvenciás érzékelő és a jelző rész különálló. Az érzékelő bemeneti és kimeneti koaxiális csatlakozókkal rendelkezik, és bárhol felszerelhető a betáplálás útján. Bármilyen hosszúságú háromeres kábellel csatlakozik a jelzőhöz. A második változatban (KMA - 02) mindkét egység egy házban található.

Az SWR - mérő diagramja az ábrán látható. ábrán látható alapáramkörtől eltér. 2 három korrekciós áramkör jelenlétével.

Tekintsük ezeket a különbségeket.

1. A C1 kapacitív osztó felső karja két azonos C1 = C1 "+ C1" rögzített kondenzátorból áll, amelyek rendre a bemeneti és kimeneti csatlakozókhoz vannak csatlakoztatva. Amint a cikk első részében megjegyeztük, ezeken a csatlakozókon a feszültségfázisok némileg eltérnek, és ezzel a felvétellel az Uc fázist átlagoljuk, és megközelíti az UT fázist. Ez javítja a hangszer egyensúlyát.
2. Az L1 tekercs bevezetése miatt a kapacitív osztó felső karjának ellenállása frekvenciafüggővé válik, ami lehetővé teszi a kiegyenlítést a működési tartomány felső szélén (21 ... 30 MHz).
3. Az R2 ellenállás (azaz az R2C2 lánc időállandója) kiválasztásával kompenzálható az UT feszültségesés és annak fáziseltolódása okozta kiegyensúlyozatlanság a tartomány alsó végén (1,8 ... 3,5 MHz) .

Ezenkívül a kiegyensúlyozást az elválasztó alsó karjában található trimmer kondenzátor végzi. Ez leegyszerűsíti a telepítést, és lehetővé teszi egy kis teljesítményű, kis méretű trimmer kondenzátor használatát.

A kialakítás lehetőséget biztosít a beeső és visszavert hullámok teljesítményének mérésére. Ehhez kapcsolja be az SA2-t az indikátor áramkörbe az R4 változó kalibrációs ellenállás helyett, egy R5 hangoló ellenállás kerül bevezetésre, amely beállítja a mért teljesítmény kívánt határát.

Az optimális korrekció alkalmazása és a készülék racionális tervezése lehetővé tette a 35 ... 45 dB tartományban lévő D iránytényező elérését az 1,8 ... 30 MHz-es frekvenciasávban.

Az SWR-mérőknél a következő részleteket használják.

A T1 transzformátor szekunder tekercse 2 x 10 menetet tartalmaz (2 vezetékben tekercselés) 0,35 PEV vezetékkel, egyenletesen elhelyezve egy K12 x 6 x 4 ferritgyűrűn, amelynek permeabilitása kb. 400 (mért induktivitás ~ 90 μH).

R1 ellenállás - 68 ohm MLT, lehetőleg csavarmenet nélkül az ellenállás testén. 250 W-nál kisebb áthaladási teljesítmény esetén elegendő egy 1 W-os disszipációs teljesítményű ellenállás felszerelése 500 W - 2 W teljesítménnyel. Az 1 kW teljesítményű R1 ellenállás két párhuzamosan kapcsolt, 130 ohm ellenállású, egyenként 2 W teljesítményű ellenállásból állhat. Ha azonban a COP V-mérőt nagy teljesítményszintre tervezték, célszerű megduplázni a T1 szekunder tekercs fordulatszámát (legfeljebb 2 x 20 fordulat). Ez négyszeresére csökkenti az R1 ellenállás szükséges teljesítménydisszipációját (ebben az esetben a C2 kondenzátor kapacitásának kétszeresének kell lennie).

A C G és C1 kondenzátorok mindegyikének kapacitása 2,4 ... 3 pF között lehet (KT, KTK, KD 500 V üzemi feszültség esetén P ≥ 1 kW és 200 ... 250 V kisebb teljesítmény esetén). C2 kondenzátorok - bármilyen feszültséghez (KTK vagy más nem induktív, egy vagy 2 - 3 párhuzamosan), C3 kondenzátor - kis méretű trimmer 3 ... 20 pF kapacitásváltozási határértékekkel (KPK - M, KT - 4) A C2 kondenzátor szükséges kapacitása a kapacitív osztó felső karjának teljes kapacitásától függ, amely a C "+ C1" kondenzátorokon kívül tartalmazza a C0 ~ 1 pF kapacitást is a szekunder tekercs között. A T1 transzformátor és a központi vezető. Az alsó kar teljes kapacitása - C2 plusz C3 R1 = 68 Ohm-nál körülbelül 30-szorosa legyen a felső VD1 és VD2 - D311 diódák, a C4, C5 és C6 kondenzátorok kapacitásának kapacitás 0,0033 ... 0,01 μF (KM vagy más nagyfrekvenciás), RA1 - M2003 jelző 100 μA teljes eltérési árammal, változó ellenállás R4 - 150 kΩ SP - 4 - 2m, trimmer ellenállás R4 - 150 R3Ω ellenállás van ellenállás 10 kOhm - megvédi a jelzőt az esetleges túlterheléstől.

Az L1 korrekciós induktivitás értéke a következőképpen határozható meg. Az eszköz kiegyensúlyozásakor (L1 nélkül) meg kell jegyezni a C3 trimmer kondenzátor forgórészének helyzetét 14 és 29 MHz frekvencián, majd ki kell forrasztani, és meg kell mérni a kapacitást mindkét megjelölt helyzetben. Tegyük fel, hogy a felső frekvenciánál a kapacitás 5 pF-el kisebbnek bizonyult, az osztó alsó karjának teljes kapacitása pedig kb. 130 pF, azaz a különbség 5/130, vagyis kb. 4%. Ezért a frekvenciakiegyenlítéshez a felkar ellenállását is csökkenteni kell 29 MHz-es frekvencián ~ 4%-kal. Például C1 + C0 = 5 pF kapacitás mellett Xc = 1/2πfС - j1100 Ohm, Xc - j44 Ohm és L1 = XL1 / 2πf = = 0,24 μH.

A szerző készülékeiben az L1 tekercs 8 ... 9 fordulatú PELSHO 0,29 vezetékkel. A tekercs belső átmérője 5 mm, tekercselése sűrű, majd BF-2 ragasztóval történő impregnálás következik. Kezdetben a kiegyensúlyozást 14 MHz-es frekvencián hajtják végre, majd a frekvenciát 29 MHz-re állítják, és kiválasztják az L1 tekercs fordulatszámát, amelynél az áramkört mindkét frekvencián kiegyensúlyozzák a C3 trimmer azonos helyzetében.

A közepes és magas frekvenciákon a jó egyensúly elérése után 1,8 MHz frekvenciát állítanak be, az R2 ellenállás helyére ideiglenesen 15 ... 20 kOhm ellenállású változó ellenállást forrasztanak, és megtalálják azt az értéket, amelynél az UOCT minimális. Az R2 ellenállás ellenállásértéke a T1 szekunder tekercs induktivitásától függ, és 5 ... 20 kOhm-on belül van a 40 ... 200 μH induktivitása esetén (nagyobb ellenállásértékek a nagyobb induktivitás érdekében).

Amatőr rádiós körülmények között leggyakrabban lineáris skálájú mikroampermérőt használnak az SWR mérő mutatójában, és a leolvasást az SWR \u003d (Ipad + Iotr) / (Ipad -Iotr) képlet szerint hajtják végre, ahol az I mikroamperben az indikátor leolvasása "eső" és "visszavert" módban. Ez nem veszi figyelembe a diódák CVC kezdeti szakaszának nemlinearitásából adódó hibát. Különböző méretű terhelésekkel 7 MHz frekvencián végzett teszt azt mutatta, hogy körülbelül 100 W-os teljesítmény mellett a jelzőfények átlagosan egy osztással (1 μA) voltak kisebbek, mint a valós értékek, 25 W-on pedig 2,5 W-tal. 3 μA, 10 W esetén pedig 4 μA. Ezért az egyszerű ajánlás: a 100 wattos változatnál a műszernyíl kezdeti (nulla) pozícióját egy osztással előre tolja feljebb, és 10 W használatakor (például antenna hangolásakor) adjon hozzá további 4 μA-t a leolvasás a skálán e pozíció "visszaverődik". Példa erre a beeső/visszavert leolvasás, rendre 100/16 µA, és a helyes SWR (100 + 20) / (100 - 20) = 1,5. Jelentős teljesítmény esetén - 500 W vagy nagyobb - ez a korrekció nem szükséges.

Megjegyzendő, hogy minden típusú amatőr SWR mérő (áramváltón, hídon, iránycsatolón) megadja az r reflexiós együttható értékeit, majd ki kell számítani az SWR értéket. Eközben az r az egyezés mértékének fő mutatója, az SWR pedig a származékos mutató. Ezt igazolhatja, hogy a távközlésben az egyezés mértékét az inkonzisztencia csillapítása jellemzi (ugyanaz az r, csak decibelben). A drága márkás készülékek visszaszámláló r-t is biztosítanak, amelyet visszatérési veszteségnek (return loss) neveznek.

Mi történik, ha szilíciumdiódákat használnak detektorként? Ha egy germánium diódának szobahőmérsékleten van olyan vágási feszültsége, amelynél a diódán átmenő áram csak 0,2 ... 0,3 μA, körülbelül 0,045 V, akkor a szilíciumdiódán már 0,3 V. szilíciumdiódák, akkor növelni kell a Az Uc és UT (!) feszültségszintek több mint 6-szorosára nőnek. A kísérletben, amikor a D311 diódákat KD522-re cserélték P = 100 W-on, Zn terhelés = 75 Ohm és ugyanaz az Uc és UT, a következő értékeket kaptuk: csere előtt - 100/19 és SWR = 1,48, csere után - 100/ 12 és számított SWR = 1,27. A KD522 diódákon a duplázó áramkör használata még rosszabb eredményt adott - 100/11 és számított SWR = 1,25.

Az érzékelőház külön változatban készülhet rézből, alumíniumból vagy 1,5...2 mm vastagságú kétoldalas fóliázott üvegszálas lemezekből forrasztható. Egy ilyen kialakítás vázlata az ábrán látható. 8, a.

A ház két rekeszből áll, az egyikben egymással szemben találhatók a HF csatlakozók (CP - 50 vagy SO - 239 25x25 mm-es karimákkal), egy 1,4 mm átmérőjű, polietilén szigetelésű huzalból készült jumper, amelynek átmérője kb. 4,8 mm (a PK50-től - 4), T1 áramváltó, kapacitív osztókondenzátorok és L1 kompenzációs tekercs, a másikban - R1, R2 ellenállások, diódák, hangoló és blokkoló kondenzátorok, valamint egy kis méretű alacsony frekvenciájú csatlakozó. A minimális hossz T1 következtetései. A C1 "és C1" kondenzátorok csatlakozási pontja az L1 tekercssel "a levegőben lóg", az XZ csatlakozó középső kimenetének C4 és C5 kondenzátorainak csatlakozási pontja pedig a készülékházhoz csatlakozik.

A 2., 3. és 5. partíció méretei azonosak. A 2. partíción nincsenek lyukak, és az 5. válaszfalon egy lyuk van kialakítva egy speciális alacsony frekvenciájú csatlakozó számára, amelyen keresztül a jelzőegység csatlakoztatva lesz. A középső 3 áthidalóban (8. ábra, b) fóliát választanak ki mindkét oldalon három lyuk körül, és három átmenő vezetéket szerelnek be a furatokba (például M2 és M3 sárgaréz csavarok). Az 1. és 4. oldalfalak vázlatai az 1. ábrán láthatók. 8, c. A szaggatott vonalak a forrasztás előtti csatlakozásokat mutatják, amely mindkét oldalon készül a nagyobb szilárdság és elektromos érintkezés érdekében.

Az SWR mérő beállításához és teszteléséhez 50 Ohm-os példaértékű terhelési ellenállásra (antennának megfelelő) van szüksége, 50 ... 100 W teljesítménnyel. ábrán látható az egyik lehetséges rádióamatőr kialakítás. 11. 51 ohm ellenállású és 60 W disszipációs teljesítményű közös TVO ellenállást használ (45 x 25 x 180 mm méretű téglalap).

Az ellenállás kerámia testében egy hosszú, hengeres csatorna található, amely ellenálló anyaggal van feltöltve. Az ellenállást erősen hozzá kell nyomni az alumínium ház aljához. Ez javítja a hőelvezetést, és elosztott kapacitást hoz létre, amely javítja a széles sávszélességet. A 2 W-os disszipációs teljesítményű kiegészítő ellenállások segítségével a bemeneti terhelési ellenállás 49,9 ... 50,1 Ohm között van beállítva. Egy kis korrekciós kondenzátorral a bemeneten (~ 10 pF) ezen ellenállás alapján legalább 1,05 SWR terhelés érhető el a 30 MHz-ig terjedő frekvenciasávban. Kiváló terhelések érhetők el a speciális, kis méretű P1 - 3 típusú, 49,9 ohm névleges értékű ellenállásokból, amelyek jelentős teljesítményt képesek ellenállni külső radiátor használatakor.

A cikkben ismertetett különböző cégek és eszközök SWR-mérőinek összehasonlító tesztjeit végezték el. A teszt abból állt, hogy páratlan 75 ohmos terhelést (amely egy gyárilag gyártott 100 W-os antennának felel meg) egy tesztelt 50 ohmos SWR mérőn keresztül csatlakoztattak egy körülbelül 100 W kimeneti teljesítményű adóhoz, és két mérést végeztek. készült. Az egyik - rövid, 10 cm hosszú PK50 kábellel csatlakoztatva, a másik - ~ 0,25 λ hosszú PK50 kábelen keresztül. Minél kisebb a leolvasások terjedése, annál megbízhatóbb a készülék.

29 MHz frekvencián a következő SWR értékeket kaptuk:

• DRAKE WH - 7......1,46/1,54
• DIAMOND SX - 100......1,3/1,7
• ALAN KW-220......1.3/1.7
• ROGER RSM-600......1,35/1,65
• UT1MA......1.44/1.5

50 ohmos terhelés mellett, bármilyen hosszúságú kábel esetén minden eszköz "egyhangúlag" SWR-t mutatott< 1,1.

Az RSM - 600 leolvasásainak nagy elterjedésének okát a vizsgálat során derítették ki. Ennél a készüléknél nem kapacitív osztót használnak feszültségérzékelőként, hanem fix transzformációs arányú lecsökkentő feszültségtranszformátort. Ez kiküszöböli a kapacitív elosztó "problémáit", de csökkenti a készülék megbízhatóságát nagy teljesítmények mérésekor (az RSM - 600 maximális teljesítménye csak 200/400 W). Áramkörében nincs hangolóelem, ezért az áramváltó terhelésellenállásának nagy pontosságúnak kell lennie (legalább 50 ± 0,5 Ohm), de valójában 47,4 Ohm ellenállású ellenállást használtak. 49,9 ohmos ellenállásra cserélve a mérési eredmények sokkal jobbak lettek - 1,48 / 1,58. Talán ugyanez az ok az SX - 100 és a KW - 220 műszerek leolvasásának nagy eltéréséhez.

Az opcionális 50 ohmos negyedhullámú kábellel végzett páratlan terhelés melletti mérés megbízható módszer az SWR-mérő minőségének ellenőrzésére. Három pontot emelünk ki:

1. Egy ilyen teszthez 50 ohmos terhelést is használhat, ha kondenzátort csatlakoztat a bemenetével párhuzamosan, például egy koaxiális kábel végén nyitott kis szegmens formájában. A csatlakozás kényelmesen egy koaxiális póló átmeneten keresztül történik. Kísérleti adatok - 28 cm hosszú PK50 szegmenssel 29 MHz frekvencián egy ilyen kombinált terhelés SWR - 1,3, és 79 cm hosszú - SWR - - 2,5 (bármilyen terhelést csatlakoztasson az SWR-hez - csak mérő) 50 ohmos kábellel) .
2. A sorban lévő valódi SWR körülbelül két leolvasott érték átlagának felel meg (kiegészítő negyedhullámú kábellel és anélkül).
3. Valódi antenna adagoló készülék mérésénél nehézségek adódhatnak a kábelköpeny külső felületére áramló áram miatt. Ilyen áram jelenlétében az adagoló hosszának alulról történő megváltoztatása ennek az áramnak a megváltozásához vezethet, ami az adagoló és a tényleges SWR terhelésének megváltozásához vezet. Lehetőség van a külső áram hatásának csökkentésére, ha a helyiségbe belépő adagolót 15 ... 20 fordulatnyi öböl formájában 15 ... 20 cm átmérőjű (védőfojtó) elfordítja.

Irodalom

1. D. Lechner, P. Finck. Kurzwellen feladó. - Berlin: Militarverlag, 1979.
2. W.B. Bruene – belső képek az irányított wattmérőkről. - QST, 1959. április.
3. D. DeMaw. Soron belüli RF teljesítménymérés. - QST, 1969. december.
4. W. Orr, S. Cowan. A nyalábantenna kézikönyve. - RAC, USA, 1993.
5. Beketov V., Kharchenko K. Mérések és tesztek rádióamatőr antennák tervezésénél és beállításánál. - M.: Kommunikáció, 1971.

Tehát itt vásárolt egy rádióállomást, egy antennát, és miután felcsavarozta a készletet az autóra, meglepődve tapasztalja, hogy nem hall. A hülyék erősítőt vesznek, az okosok antennát hangolnak. Okos vagy, igaz? Ezért, amikor elkezdi megérteni az okokat, az első dolog, amibe belebotlik, az SWR vagy az „Állóhullám-arány” szavak.

Tehát mi az SWR vagy „állóhullám-arány”? Ez egy olyan szám, amely a beállítás helyességét jellemzi. A kevesebb jobb. Nem kevesebb, mint 1. Hogy mit jelent, azt az interneten olvashatod: nemcsak sok cikk van, hanem rengeteg.

Hogyan kell mérni? Általában ugyanazon a helyen, ahol rádióállomásokat és antennákat árulnak, vásárolhat SWR-mérőt. Egyáltalán nem kell profi, vegye a legolcsóbbat, maximum 400-500 rubelbe kerül. Kijelző mérőként elég lesz a szemnek.

Az első lépés a csatlakoztatás. Általában minden a képekre van rajzolva, de ha valami, akkor az ANT-ban vagy az ANTENNÁBAN meg kell csavarni az antennát, az ADÓ-ban vagy a RÁDIÓ-ban pedig a rádióállomás kimenetét.

Bekapcsoljuk a rádiót.

Most nézze meg magát az SWR mérőt. Vannak REF-FWD és/vagy PWR/SWR kapcsolók. 1. Kattintsunk az SWR és FWD-be.

2. Most nyomjuk meg a „transmission” gombot a rádióállomás érintőjén, és az SWR mérőn lévő gombbal állítsuk a nyilat a skálán a maximumra.

3. Kattintson a REF-re.

4. Nyomja meg ismét a „transmission” gombot, és nézze meg a skálát, amelyen az SWR betűk láthatók. Ez a kívánt SWR.

Nos, van egy számunk. Mondjuk 2,5 vagy 3. És mindenhol azt írják, hogy az SWR legyen 1! Különben rossz. Mit kell tenni?

Lent egy exkluzív kép tőlem.

Amint látja, az SWR érték grafikonja olyan, hogy U-nak vagy V-nek néz ki. Azonnal el kell mondanom, hogy mindenkinél más! Egyes lejtők meredekek, míg mások enyhék. Valakinek a bal meredekebb, mint a jobb, vagy fordítva... Valakinek a grafikon minimuma átmegy az SWR = 1-en, valakinek pedig a kettes lesz az ideális. Általában a tiéd – csak a tiéd!

A mi feladatunk, hogy minimum ütemezést állítsunk fel arra a csatornára, amelyen a legtöbbet kommunikálunk. Mondjuk a 15., ahol a kamionosok beszélgetnek.

Az első dolog, amit meg kell érteni, hogy most milyen „lejtőn” van minden beállítva. Egyszerű: tedd az állomást az 1. csatornára, mérd meg az SWR-t, majd 15-én mérj újra, majd 30-án mérj újra. Nézzük a számokat.

A számok csökkennek – Ön a bal oldalon. Az antennát meg kell hosszabbítani.

A számok nőnek – Ön a megfelelő lejtőn van. Az antennát le kell rövidíteni.

Számok a „nagy-kicsi-nagy” szellemében – az SWR grafikonja nagyon keskeny, csökkentse a lépést. Nos, vagy nagyon közel van a célhoz - elég mozgatni az antennát a tartóban.

Számok a „same-same-same” szellemében – az Ön SWR-grafikonja nagyon széles. Rendkívül valószínűtlen, hogy megváltozik az antenna hossza.

Tapasztalataim szerint valószínűleg le kell vágnia az antennát. A többi nagyon ritka...

Az antenna meghosszabbítása vagy lerövidítése után ismételje meg a mérési folyamatot, amíg el nem éri a minimális SWR értéket a kívánt csatornán. Ismétlem, minden telepítésnél más és más az elérhető minimális szint!

Hogyan kell rövidíteni? Bármilyen erős huzalvágóval, harapjon le egy centiméterrel a tetejétől. Itt a lényeg az, hogy ne vigyük túlzásba, mert a hosszabbítás sokkal sivárabb, mint a vágás.

Hogyan lehet hosszabbítani? Itt már nehezebb. Ha maga az antenna beállítási tartománya nem elegendő, akkor általában egy darabot forrasztanak / csavarnak / hegesztenek a tetejére margóval, amelyet aztán levágnak ...

A haladóbbak megtehetik ugyanezt a tekercsre tekercselt huzal menetszámának változtatásával (a vastagítás az antenna aljáról van), de a haladóknak ez a sztori nem kell 🙂

Mely SWR értékek jók és melyek rosszak? Durván szólva minden 2,5 felett rossz. 1,5-2,5 - húzza. 1,1-1,5 jó. 1 kiváló.

Magas az SWR-je és nem csökken? 99% azért, mert valahol nagyon rossz érintkezés van az „antenna földelés - autó karosszéria - rádióállomás teste” láncban. Vagy az antenna vezetékében és a csatlakozókban.

Látod, milyen egyszerű?

Hasonló hozzászólások

Hogyan lehet pénzt keresni kapcsolattartással

2022-06-18 03:02:26

A fejhallgató ikon nem tűnik el, miután kikapcsolta őket

2022-05-22 04:39:35

A Xiaomi Mi Band fitnesz karkötő bekapcsolása és a Mi Fit Mi band 1 beállítása futáshoz

2022-05-22 04:39:35