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Durante l'installazione e la configurazione dei sistemi di comunicazione radio, spesso misurano un valore non tutto e non del tutto chiaro chiamato SWR. Qual è questa caratteristica, oltre allo spettro di frequenza, indicata nelle caratteristiche delle antenne?
Noi rispondiamo:
Rapporto d'onda stazionaria (SWR), rapporto d'onda viaggiante (TWR), perdita di ritorno sono termini che caratterizzano il grado di adattamento del percorso della radiofrequenza.
Nelle linee di trasmissione ad alta frequenza, la corrispondenza dell'impedenza della sorgente del segnale all'impedenza d'onda della linea determina le condizioni per il passaggio del segnale. Se queste resistenze sono uguali, nella linea si verifica una modalità d'onda progressiva, in cui tutta la potenza della sorgente del segnale viene trasferita al carico.
La resistenza del cavo misurata in corrente continua dal tester mostrerà un minimo o un cortocircuito, a seconda di cosa è collegato all'altra estremità del cavo, e l'impedenza d'onda del cavo coassiale è determinata dal rapporto dei diametri di i conduttori interni ed esterni del cavo e le caratteristiche dell'isolante tra di loro. L'impedenza caratteristica è la resistenza che una linea fornisce a un'onda viaggiante di un segnale ad alta frequenza. L'impedenza dell'onda è costante lungo la linea e non dipende dalla sua lunghezza. Per le radiofrequenze l'impedenza d'onda della linea è considerata costante e puramente attiva. È approssimativamente uguale a:
dove L e C sono la capacità e l'induttanza distribuite della linea;
Dove: D è il diametro del conduttore esterno, d è il diametro del conduttore interno, è la costante dielettrica dell'isolante.
Quando si calcolano i cavi RF, si sforzano di ottenere un design ottimale che fornisca alti caratteristiche elettriche con il minor consumo di materiali.
Quando si utilizza il rame per i conduttori interno ed esterno del cavo RF, valgono le seguenti relazioni:
l'attenuazione minima nel cavo si ottiene con un rapporto di diametri 
la massima resistenza elettrica si ottiene a: 
massima potenza trasmessa a: 
Sulla base di questi rapporti, vengono selezionate le impedenze d'onda dei cavi RF prodotti dall'industria.
L'accuratezza e la stabilità dei parametri del cavo dipendono dall'accuratezza della fabbricazione dei diametri dei conduttori interni ed esterni e dalla stabilità dei parametri dielettrici.
Non c'è riflesso in una linea perfettamente abbinata. Quando la resistenza del carico è uguale all'impedenza della linea di trasmissione, l'onda incidente è completamente assorbita dal carico, non ci sono onde riflesse e stazionarie. Questa modalità è chiamata modalità dell'onda mobile.
In corto circuito o lasciando al minimo la linea all'estremità della linea, l'onda incidente viene completamente riflessa all'indietro. L'onda riflessa viene sommata a quella incidente e l'ampiezza risultante in qualsiasi sezione della linea è la somma delle ampiezze dell'onda incidente e riflessa. La tensione massima è chiamata antinodo, la tensione minima è chiamata nodo di sollecitazione. Nodi e antinodi non si muovono rispetto alla linea di trasmissione. Questa modalità è chiamata modalità onda stazionaria.
Se un carico arbitrario è collegato all'uscita della linea di trasmissione, solo una parte dell'onda incidente viene riflessa. A seconda del grado di discrepanza, l'onda riflessa aumenta. Le onde stazionarie e viaggianti sono stabilite simultaneamente nella linea. Questa è una modalità wave mista o combinata.
Il rapporto dell'onda stazionaria (SWR) è una quantità adimensionale che caratterizza il rapporto tra le onde incidenti e riflesse nella linea, ovvero il grado di approssimazione alla modalità dell'onda viaggiante: 
; come visto per definizione, l'SWR può variare da 1 a infinito;
L'SWR cambia in proporzione al rapporto tra la resistenza di carico e l'impedenza d'onda della linea: 
Il rapporto d'onda viaggiante è il reciproco dell'SWR: 
KBV= può variare da 0 a 1;
- La perdita di ritorno è il rapporto tra la potenza dell'incidente e le onde riflesse, espresso in decibel.
o vice versa: 
È conveniente utilizzare la perdita di ritorno quando si valuta l'efficienza di un percorso di alimentazione, quando le perdite del cavo espresse in dB/m possono essere semplicemente sommate con la perdita di ritorno.
L'ammontare della perdita di mismatch dipende dall'SWR:
in tempi o 
in decibel.
L'energia trasmessa con un carico scoordinato è sempre minore che con uno abbinato. Un trasmettitore operante su un carico inconsistente non fornisce alla linea tutta la potenza che darebbe ad uno abbinato. Non si tratta infatti di perdite di linea, ma di una diminuzione della potenza erogata alla linea dal trasmettitore. Come SWR influisce sulla riduzione può essere visto dalla tabella:
Potenza erogata al carico |
Perdita di ritorno |
|
È importante capire che:
- L'SWR è lo stesso in qualsiasi sezione della linea e non può essere regolato modificando la lunghezza della linea. Se le letture del misuratore SWR variano in modo significativo lungo la linea, ciò potrebbe indicare un effetto dell'antenna dell'alimentatore causato dalla corrente che scorre attraverso il lato esterno della guaina del cavo coassiale e/o un cattivo design del misuratore, ma non che il SWR varia lungo la linea.
- La potenza riflessa non ritorna nel trasmettitore e non lo riscalda e non lo danneggia. Il danno può essere causato dal funzionamento dello stadio di uscita del trasmettitore su un carico non corrispondente. L'uscita dal trasmettitore, poiché alla sua uscita la tensione del segnale di uscita e l'onda riflessa possono svilupparsi in caso sfavorevole, può avvenire per superamento del limite massimo tensione ammissibile giunzione semiconduttore.
- L'elevato SWR in un alimentatore coassiale, causato da un significativo disallineamento tra l'impedenza caratteristica della linea e l'impedenza di ingresso dell'antenna, non provoca di per sé la comparsa di corrente RF sulla superficie esterna della guaina del cavo e la radiazione del linea di alimentazione.
L'SWR viene misurato, ad esempio, utilizzando due accoppiatori direzionali collegati al percorso in direzioni opposte o un riflettometro a ponte di misura, che consente di ottenere segnali proporzionali al segnale incidente e riflesso.
Vari strumenti possono essere utilizzati per misurare SWR. Dispositivi sofisticati includono un generatore di frequenza ampio, che consente di vedere un'immagine panoramica dell'SWR. I dispositivi semplici sono costituiti da accoppiatori e un indicatore e viene utilizzata una sorgente di segnale esterna, ad esempio una stazione radio.
Ad esempio, un RK2-47 a due blocchi, grazie a un riflettometro a ponte a banda larga, ha fornito misurazioni nell'intervallo 0,5-1250 MHz.
P4-11 è stato utilizzato per misurare il VSWR, la fase del coefficiente di riflessione, il modulo e la fase del guadagno nell'intervallo 1-1250 MHz.
Strumenti importati per misurare SWR che sono diventati classici da Bird e Telewave:
O più facile ed economico: 
I misuratori panoramici semplici ed economici di AEA sono popolari: 
La misurazione SWR può essere effettuata sia in un punto specifico dello spettro che in un panorama. In questo caso, i valori SWR nello spettro specificato possono essere visualizzati sullo schermo dell'analizzatore, il che è utile per sintonizzare un'antenna specifica ed elimina una mancanza durante il taglio dell'antenna.
La maggior parte degli analizzatori di sistema dispone di teste di controllo - ponti riflettometrici che consentono di misurare l'SWR in un punto di frequenza o in un panorama con elevata precisione: 
Una misurazione pratica consiste nel collegare il misuratore al connettore del dispositivo in prova oa un'interruzione nel percorso quando si utilizza un dispositivo passante. Il valore SWR dipende da molti fattori:
- Piegature, difetti, disomogeneità, aderenze nei cavi.
- Qualità della terminazione dei cavi nei connettori RF.
- Disponibilità di connettori adattatori
- Ingresso di umidità nei cavi.
Quando si misura ROS dell'antenna attraverso un alimentatore con perdite, il segnale di test nella linea viene attenuato e l'alimentatore introdurrà un errore corrispondente alle perdite in esso presenti. Sia le onde incidenti che quelle riflesse subiscono un'attenuazione. In tali casi, il VSWR viene calcolato: 
dove K
è il coefficiente di attenuazione dell'onda riflessa, che si calcola: k=2BL; A- attenuazione specifica, dB/m; l- lunghezza del cavo, m, mentre
fattore 2
tiene conto del fatto che il segnale viene attenuato due volte: sulla via dell'antenna e sulla via dall'antenna alla sorgente, sulla via del ritorno.
Ad esempio, utilizzando un cavo con un'attenuazione specifica di 0,04 dB/m, l'attenuazione del segnale su una lunghezza dell'alimentatore di 40 metri sarà di 1,6 dB in ciascuna direzione, per un totale di 3,2 dB. Ciò significa che invece del valore effettivo di SWR = 2.0, il dispositivo mostrerà 1.38; con SWR = 3.00, il dispositivo mostrerà circa 2.08.
Ad esempio, se si sta testando un percorso di alimentazione con una perdita di 3 dB, un'antenna con un SWR di 1,9 e si utilizza un trasmettitore da 10 W come sorgente di segnale per un misuratore di passaggio, la potenza incidente misurata dallo strumento sarà 10W. Il segnale dato verrà attenuato dall'alimentatore di 2 volte, 0,9 del segnale in ingresso verrà riflesso dall'antenna e, infine, il segnale riflesso sulla strada per il dispositivo verrà attenuato di altre 2 volte. Il dispositivo mostrerà onestamente il rapporto tra i segnali incidente e riflesso, la potenza incidente è 10 W e la potenza riflessa è 0,25 W. L'SWR sarà 1,37 invece di 1,9.
Se viene utilizzato un dispositivo con un generatore integrato, la potenza di questo generatore potrebbe non essere sufficiente per creare la tensione richiesta sul rilevatore di onde riflesse e vedrai una traccia di rumore.
In generale, lo sforzo impiegato per ridurre l'SWR al di sotto di 2:1 in qualsiasi linea coassiale non comporta un aumento dell'efficienza di radiazione dell'antenna ed è consigliabile nei casi in cui il circuito di protezione del trasmettitore è attivato, ad esempio, all'SWR > 1,5 o i circuiti dipendenti dalla frequenza collegati all'alimentatore sono desintonizzati.
La nostra azienda offre vasta gamma strumenti di misura di vari produttori, li considereremo brevemente:
MFJ
MFJ-259– un dispositivo abbastanza facile da usare per misurazioni complesse di parametri di sistemi operanti nell'intervallo da 1 a 170 MHz.
Il misuratore SWR MFJ-259 è molto compatto e può essere utilizzato con entrambi fonte esterna alimentazione a bassa tensione e con un set interno di batterie AA.
MFJ-269
Il misuratore SWR MFJ-269 è uno strumento combinato autoalimentato compatto.
L'indicazione delle modalità operative viene eseguita sul display a cristalli liquidi e i risultati della misurazione - sugli strumenti LCD e puntatori situati sul pannello frontale. 
MFJ-269 ti consente di produrre un gran numero di misure aggiuntive dell'antenna: impedenza RF, perdite dei cavi e loro lunghezze elettriche fino al punto di rottura o cortocircuito.
Specifiche |
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Gamma di frequenza, MHz |
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Caratteristiche misurate |
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200x100x65 mm |
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La gamma di frequenza operativa del misuratore SWR è suddivisa in sottocampi: 1,8 ... 4 MHz, 27 ... 70 MHz, 415 ... 470 MHz, 4,0 ... 10 MHz, 70 ... 114 MHz, 10 . .. 27 MHz, 114 ... 170 MHz
SWR e misuratori di potenzacometa
La serie di potenza e SWR Comet è rappresentata da tre modelli: CMX-200 (SWR e misuratore di potenza, 1.8-200 MHz, 30/300/3 kW), CMX-1 (SWR e misuratore di potenza, 1.8-60 MHz, 30/ 300/3kW) e, di maggior interesse, il CMX2300 T (SWR e Power Meter, 1.8-60/140-525MHz, 30/300/3kW, 20/50/200W) 
CMX2300T
Il misuratore di potenza e SWR CMX-2300 è costituito da due sistemi indipendenti nelle gamme 1,8-200 MHz e 140-525 MHz, con la possibilità di misurare simultaneamente queste gamme. La struttura passante del dispositivo e, di conseguenza, una bassa perdita di potenza consente di eseguire misurazioni per lungo tempo.
Specifiche |
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Gamma M1 |
Portata M2 |
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intervallo di frequenze |
1,8 - 200MHz |
140-525MHz |
Area di misurazione della potenza |
0 - 3KW (HF), 0 - 1KW (VHF) |
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Intervallo di misurazione della potenza |
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Errore di misurazione della potenza |
±10% (fondo scala) |
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Area di misurazione SWR |
da 1 a infinito |
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Resistenza |
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ROS residuo |
1.2 o meno |
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Perdita di inserzione |
0,2 dB o meno |
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Potenza minima per misure SWR |
Circa 6W. |
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A forma di M |
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Alimentazione per retroilluminazione |
11-15V corrente continua, circa 450 mA |
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Dimensioni (dati tra parentesi comprese le sporgenze) |
250 (L) x 93 (98) (A) x 110 (135) (P) |
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1540 circa |
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Misuratori di potenza e SWRNissen
Spesso il lavoro in cantiere non richiede un quadro complesso e completo, ma piuttosto uno strumento funzionale e di facile utilizzo. La serie Nissen di misuratori di potenza e SWR è proprio questi "cavalli da lavoro".
La semplice struttura pass-through e l'elevato limite di potenza fino a 200 W, insieme allo spettro di frequenza di 1,6-525 MHz, rendono i dispositivi Nissen uno strumento molto prezioso dove non è necessaria una caratteristica di linea complessa, ma velocità e accuratezza della misurazione.
NISSEI TX-502
Nissen TX-502 può fungere da rappresentante caratteristico della serie di contatori Nissen. Misura delle perdite dirette e di ritorno, misura del ROS, pannello a freccia con graduazione ben visibile. Massima funzionalità con un design essenziale. E allo stesso tempo, nel processo di sintonizzazione delle antenne, questo è spesso abbastanza per un'implementazione rapida ed efficiente di un sistema di comunicazione e regolazione del canale.
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La perdita di ritorno, il coefficiente di riflessione e il rapporto dell'onda stazionaria vengono utilizzati per valutare la coerenza/coincidenza delle impedenze complesse (impedenze elettriche) della sorgente, del carico e della linea di trasmissione. Considera il significato fisico di questi parametri e la loro relazione. DefinizioniLa perdita di ritorno (perdita di ritorno, perdita di ritorno) è la perdita di potenza nel segnale restituito/riflesso dalla discontinuità nella linea di trasmissione o fibra. Questo valore è solitamente espresso in decibel (dB):
Il coefficiente di riflessione della tensione, Γ è il rapporto tra le ampiezze di tensione complesse delle onde riflesse e incidenti. \[Γ = ( U_(neg) \over U_(pad) )\] Il coefficiente di riflessione è determinato dalle complesse resistenze del carico Z carico e della sorgente Z sorgente: \[Γ = ( (Z_(carico) - Z_(est)) \over ( Z_(carico) + Z_(est) ) )\] Si noti che un coefficiente di riflessione negativo significa che l'onda riflessa è sfasata di 180°. Rapporto di onde stazionarie (VSWR, VSWR, rapporto di onde stazionarie di tensione, SWR, VSWR) - il rapporto tra il valore più grande dell'ampiezza della tensione dell'onda stazionaria e il più piccolo. \[SWR = ( U_(st.wave.max) \over U_(st.wave.min) )\] Poiché la distribuzione non uniforme dell'ampiezza dell'onda stazionaria lungo la linea è dovuta all'interferenza ("addizione e sottrazione") delle onde incidenti e riflesse, il valore più grande dell'ampiezza U st.waves.max dell'onda lungo la linea (ovvero il valore dell'ampiezza all'antinodo) è: U pad + U neg e il valore di ampiezza più piccolo (ovvero il valore di ampiezza nel nodo) è U pad - U neg Di conseguenza \[SWR = ( (U_(decrescente) + U_(neg)) \over (U_(decrescente) - U_(neg)) )\] Relazione tra SWR, Return Loss e Coefficiente di RiflessioneSostituendo nelle formule seguenti e semplicemente convertendole, ottieni quanto segue: \[Γ = ( (SWR-1) \over (SWR+1) )\] \[SWR = ( (1+Γ) \su (1-Γ) )\] \[Γ = 10^((-RL) \oltre 20)\] \[SWR = ( (1 + 10^((-RL) \over 20)) \over (1 - 10^((-RL) \over 20)) ) \]
Un carico arbitrario generalmente genera un'onda riflessa nella linea di trasmissione. Sovrapposta all'incidente, l'onda riflessa porta alla formazione di massimi e minimi ripetuti nelle distribuzioni longitudinali di correnti e tensioni normalizzate, formando un pattern di onde miste. La modalità d'onda mista nella pratica ingegneristica è solitamente caratterizzata dal coefficiente d'onda viaggiante (TWF), che è il rapporto tra il valore minimo del valore normalizzato piena tensione(o corrente, o intensità) nella linea al valore massimo della tensione totale (o corrente, o intensità di campo) nella linea dove |G|è il modulo del coefficiente di riflessione. Spesso, invece di KBV, usano il reciproco di esso, chiamato rapporto di onde stazionarie (SWR)
Il coefficiente di riflessione è il rapporto tra le componenti trasversali del campo elettrico per le onde incidenti e riflesse nello stesso punto nella sezione trasversale della linea di trasmissione
dove z UNè l'impedenza di ingresso dell'antenna, z A- impedenza d'onda della linea di trasmissione (cavo coassiale). La dipendenza della resistenza di ingresso dalla frequenza è calcolata nel paragrafo precedente. Usando il metodo della potenza irradiata, otteniamo
Secondo il metodo delle fem indotte, otteniamo
Un grafico di SWR in funzione della lunghezza d'onda è riportato nell'Appendice B. 2.8 Calcolo della PPF e della sua risposta in frequenzaI filtri a microonde sono utilizzati per la selezione della frequenza dei segnali, l'adattamento di carichi complessi, nei circuiti di ritardo e come sistemi di ritardo. I filtri sono generalmente dispositivi mutui passivi e sono caratterizzati dalla dipendenza dalla frequenza dell'attenuazione introdotta nel percorso. La banda di frequenza con bassa attenuazione è chiamata banda passante, mentre la banda di frequenza con alta attenuazione è chiamata banda di arresto. Di posizione relativa le bande passanti e le bande di arresto sono generalmente suddivise nei seguenti tipi di filtri: filtro passa-basso (LPF), che fa passare i segnali al di sotto di una data frequenza di taglio e sopprime i segnali con frequenze superiori al taglio; filtri alti(HPF), trasmissione di segnali a frequenze superiori alla frequenza specificata e soppressione di segnali di altre frequenze; filtri passa-banda (passa-banda) (BPF), passaggio di segnali all'interno di una data banda di frequenza e soppressione di segnali al di fuori di questa banda, filtri band-stop (notch) (BPF), soppressione di segnali all'interno di una data banda di frequenza e passaggio di segnali al di fuori di questa gruppo musicale. La risposta in frequenza di ciascun filtro ha una regione di transizione tra la banda passante e la banda di arresto, cioè tra le frequenze h e P. In questa regione, l'attenuazione cambia dal valore massimo al minimo. Di solito cercano di ridurre quest'area, il che porta a una complicazione del filtro, un aumento del numero dei suoi collegamenti. Quando si progettano i filtri, di norma, vengono specificate le seguenti caratteristiche: banda passante, banda di arresto, frequenza media, attenuazione nella banda passante, attenuazione nella banda di arresto, pendenza dell'attenuazione nella regione di transizione, livello di corrispondenza di ingresso e uscita, caratteristiche della linea di trasmissione, in cui il filtro è attivato, il tipo di linea di trasmissione, a volte vengono specificate le caratteristiche di fase del filtro. Tabella 2.4 - Caratteristiche iniziali del PPF 2.8.1 Calcolo del prototipo di filtro passa-basso Attualmente, il metodo più comune per il calcolo dei filtri a microonde è il metodo in base al quale viene calcolato per primo il filtro passa-basso prototipo. Trovare i parametri del circuito del filtro prototipo da una data risposta in frequenza del filtro è un compito di sintesi parametrica. Per la generalità dei risultati, tutte le quantità sono normalizzate. Si presume che la resistenza del carico e del generatore sia uguale a uno. Insieme alla normalizzazione per resistenza, viene eseguita la normalizzazione per frequenza, ad esempio, la frequenza di taglio della banda passante del filtro è considerata uguale all'unità. Pertanto, il calcolo del filtro a microonde si riduce alla sintesi del circuito prototipo a bassa frequenza e alla sostituzione di elementi con parametri concentrati con i loro equivalenti con parametri distribuiti. Per approssimare le caratteristiche di frequenza, vengono utilizzate una serie di funzioni che soddisfano le condizioni per la fattibilità fisica dei filtri. Le più comuni sono le approssimazioni massimamente piatte e di onde uguali, utilizzando rispettivamente i polinomi di Butterworth e Chebyshev. Calcoliamo il filtro con la caratteristica di attenuazione più piatta. Aumenta in modo monotono con l'aumentare della frequenza:
dove n è il numero di collegamenti filtro prototipo, =/ p – frequenza normalizzata, =10 L p/10 -1 – coefficiente di pulsazione, p - frequenza di taglio della banda passante, L p - attenuazione a una frequenza p (vedi Figura 2.3).
Figura 2.3: Caratteristica massima di appiattimento del filtro passa-basso prototipo Il numero di sezioni del filtro prototipo può essere trovato dai requisiti di risposta in frequenza del filtro. Quindi, per un filtro con la risposta in frequenza più piatta:
cioè per il nostro filtro è necessario che n 2.76 . Prendiamo n=3 , allora il circuito del filtro prototipo sarà simile a quello mostrato nella Figura 2.4
Figura 2.4 - Schema del filtro passa-basso prototipo I parametri del filtro possono essere calcolati utilizzando formule complesse oppure è possibile utilizzare la letteratura di riferimento, ad esempio: g 0 =1, g 1 =0.999165, g 2 =1.998330, g 3 =0.999165, g 4 =1. I parametri del filtro vengono denormalizzati utilizzando le relazioni
Qui, le notazioni con un numero primo si riferiscono ai parametri del filtro prototipo normalizzati, senza numeri primi a quelli denormalizzati: R 0 `=1, l 1 `=1, C 2 `=2, l 3 `=1, R 4 `=1. Dal momento che metteremo il futuro filtro nel percorso di trasmissione coassiale, quindi R 0 =75ohm, poi
2.8.2 Calcolo PPF Per progettare il BPF, utilizziamo il filtro prototipo calcolato nel paragrafo precedente e la conversione di frequenza della reattanza
dove 0 =( P -P ) 0.5 è la frequenza centrale della PPF, K h =1/2 - fattore di conversione, 2 = P - -Pè la larghezza di banda del BPF. Qualsiasi induttanza nel filtro prototipo, dopo aver eseguito la conversione di frequenza, viene trasformata in un circuito in serie con parametri
Allo stesso tempo, qualsiasi capacità nel filtro prototipo si trasforma in un circuito oscillatorio parallelo
Figura 2.5 - Circuito equivalente del BPF Pertanto, il BPF (Figura 2.5) è costituito da risonatori in cascata, i cui valori dei parametri equivalenti sono i seguenti
2.8.3 Implementazione del BPF Secondo il metodo di implementazione, BPF può essere suddiviso nei seguenti tipi: su un singolo MSL con lacune, su risonatori a semionda accoppiati in parallelo, su aste opposte, con stub paralleli e seriali a quarto d'onda di lunghezza /4 , dove - lunghezza d'onda nella riga corrispondente alla frequenza media della banda passante BPF; con doppi anelli e linee di collegamento a quarto d'onda su risonatori dielettrici. Eseguiamo il BPF su linee a microstriscia (MPL) con doppio loop e linee di collegamento a quarto d'onda. Gli MSL sono un sottile strato di metallo depositato su fogli dielettrici. Gli MSL asimmetrici schermati sono i più comuni. Gli MPL sono utilizzati in tutta la gamma di microonde. Rispetto alle guide d'onda dirette, le MSL presentano una serie di svantaggi: hanno perdite lineari maggiori e una potenza trasmessa relativamente bassa. Inoltre, gli MSL aperti irradiano energia nello spazio, che può causare un accoppiamento elettromagnetico indesiderato. Ma le MPL hanno anche importanti vantaggi. Sono di dimensioni e peso ridotti, economici da fabbricare, tecnologicamente avanzati e convenienti per la produzione in serie mediante tecnologia integrata, che consente di implementare intere unità a microstriscia e moduli funzionali su una piastra costituita da un dielettrico metallizzato su un lato. L'implementazione di circuiti oscillatori sequenziali in MSL è molto difficile. Allo stesso tempo, è possibile trasferire il collegamento in serie in parallelo come mostrato in Figura 2.6 utilizzando le trasformazioni
Figura 2.6 Sostituzione di un circuito risonante in serie con uno in parallelo L'identità nella Figura 2.6 vale solo per la frequenza di risonanza, quindi il circuito risultante dovrebbe essere analizzato per determinarne le proprietà di frequenza. Dopo la sostituzione, otteniamo lo schema PPF mostrato in Figura 2.7
Figura 2.7 - Circuito equivalente del BPF Questo circuito ha i seguenti valori di parametro
La lunghezza della linea di collegamento sarà nota dopo aver determinato i parametri della MSL. Per calcolare la resistenza d'onda del MSL, usiamo l'espressione ottenuta nell'approssimazione quasi-statica
L'accuratezza della determinazione con questa formula è dell'1% a w/ h 0.4 e il 3% a w/ h<0.4 . Per calcolare la lunghezza d'onda alle basse frequenze, nella pratica è ampiamente utilizzata la formula, ottenuta anche nell'approssimazione quasi-statica
dove è la lunghezza d'onda nello spazio libero, uhè la permittività effettiva della linea. La permittività effettiva può essere calcolata dalla formula
Il substrato è realizzato su un dielettrico con una relativa permittività =7 , e prendiamo lo spessore del substrato h=5 mm. Larghezza della striscia di metallo w, e, di conseguenza, il rapporto w/ h, cambierà durante i calcoli. Innanzitutto, calcoliamo i parametri delle linee di collegamento. Per adattare il filtro al percorso di trasmissione, le sue linee di collegamento devono avere un'impedenza d'onda uguale all'impedenza d'onda del coassiale z 0 \u003d 75 Ohm. Risolvendo l'espressione (2.1), troviamo che w/ h=0.5, quindi la larghezza della striscia w=0.5 5=2,5 mm. Usando la formula (2.3), troviamo la permittività effettiva
Il calcolo viene quindi effettuato alla frequenza media della gamma 0 =0,594 m, quindi per (2.2) la lunghezza d'onda nella linea
Poiché la linea di collegamento è un quarto d'onda, la sua lunghezza è determinata dalla formula
L'induttanza parallela è implementata come circuito parallelo cortocircuitato. La reattanza di tale segmento di linea è determinata dalla formula
La resistenza di questo anello alla frequenza media dell'intervallo dovrebbe essere uguale alla resistenza dell'induttore collegato in parallelo, in modo da poter determinare la lunghezza del segmento
Accettare w/ h=1(w=5mm)
Ora, utilizzando la formula (2.5), possiamo determinare la lunghezza delle spire che sostituiscono ciascuna induttanza La capacità parallela è implementata come un anello parallelo aperto alla fine. La reattanza di tale segmento di linea è determinata dalla formula
La resistenza di questo loop alla frequenza media dell'intervallo dovrebbe essere uguale alla resistenza della capacità collegata in parallelo, in modo da poter determinare la lunghezza del loop
Accettare w/ h=0.2(w=1mm), allora per (2.1)-(2.3) otteniamo
Ora, usando la formula (2.5), possiamo determinare la lunghezza dei loop che sostituiscono ciascuna capacità Inseriamo i parametri del loop nella Tabella 2.5. Tabella 2.5 Dimensioni PPF su MPL Lo schema PPF è riportato nell'Appendice D. 2.8.4 Calcolo della risposta in frequenza La risposta in frequenza del filtro è la dipendenza dell'attenuazione introdotta nel percorso dalla frequenza. Conoscendo l'impedenza di ingresso del filtro, è possibile determinare il coefficiente di riflessione
Allora la risposta in frequenza avrà la seguente forma
Determiniamo la risposta in frequenza del filtro passa-basso del prototipo mostrato in Figura 2.4 dopo aver denormalizzato i parametri
Sostituendo in (2.7) e (2.8) si ottiene la caratteristica di smorzamento. Determiniamo la risposta in frequenza del circuito equivalente del BPF mostrato in Figura 2.5
Sostituendo in (2.7) e (2.8), otteniamo la caratteristica di smorzamento richiesta. Ora determiniamo la risposta in frequenza del filtro sull'MSL. La dipendenza dalla frequenza della resistenza dei loop induttivi e capacitivi è determinata dalle formule
dove i=1,2,3; z 0 l e z 0 C– rispettivamente le impedenze d'onda delle spire induttive e capacitive. Impedenza di ingresso del filtro
La formula finale per la resistenza di ingresso ha una forma molto complessa, quindi non la daremo qui. Secondo le formule (2.7) e (2.8), otteniamo la risposta in frequenza. Tutte le risposte in frequenza ottenute in questo paragrafo sono riportate nell'Appendice D. Un dispositivo per misurare la qualità dell'adattamento dell'alimentatore con l'antenna (misuratore SWR) è una parte indispensabile di una stazione radioamatoriale. Quante informazioni affidabili sullo stato dell'economia dell'antenna fornisce un tale dispositivo? La pratica dimostra che non tutti i misuratori SWR fabbricati in fabbrica forniscono un'elevata precisione di misurazione. Questo è ancora più vero quando si tratta di disegni fatti in casa. Nell'articolo portato all'attenzione dei lettori, viene considerato un misuratore SWR con trasformatore di corrente. Dispositivi di questo tipo sono ampiamente utilizzati sia dai professionisti che dai radioamatori. L'articolo fornisce la teoria del suo lavoro e analizza i fattori che influenzano l'accuratezza delle misurazioni. Termina con una descrizione di due semplici progetti pratici di misuratori SWR, le cui caratteristiche soddisferanno il radioamatore più esigente. Un po' di teoria Se una linea di collegamento omogenea (alimentatore) con impedenza d'onda Zo collegata al trasmettitore è caricata con resistenza Zn≠Zo, in essa si generano sia onde incidenti che riflesse. Il coefficiente di riflessione r (riflessione) è generalmente definito come il rapporto tra l'ampiezza dell'onda riflessa dal carico e l'ampiezza dell'onda incidente. I coefficienti di riflessione della corrente r e la tensione ru sono uguali al rapporto tra le quantità corrispondenti nelle onde riflesse e incidenti. La fase della corrente riflessa (rispetto alla corrente incidente) dipende dal rapporto tra Zн e Zо. Se Zн>Zо, allora la corrente riflessa sarà antifase rispetto a quella incidente, e se Zн Il valore del coefficiente di riflessione r è determinato dalla formula dove Rn e Xn sono rispettivamente le componenti attiva e reattiva della resistenza di carico Con un carico puramente attivo Xn = 0, la formula è semplificata in r=(Rn-Zo)/(Rn+Zo). Ad esempio, se un cavo con un'impedenza caratteristica di 50 ohm viene caricato con un resistore da 75 ohm, il coefficiente di riflessione sarà r = (75-50)/(75+50) = 0,2. Sulla fig. 1a mostra la distribuzione della tensione Ul e della corrente Il lungo la linea per questo caso particolare (le perdite nella linea non vengono prese in considerazione). La scala lungo l'asse y per la corrente è considerata Z volte più grande - in questo caso, entrambi i grafici avranno la stessa dimensione verticale. La linea tratteggiata rappresenta i grafici della tensione Ulo e della corrente Ilo nel caso in cui Rн=Zо. Ad esempio, viene presa una sezione di linea di lunghezza λ. Con la sua lunghezza maggiore, il modello verrà ripetuto ciclicamente ogni 0,5λ. Nei punti della linea in cui le fasi incidente e riflessa coincidono, la tensione è massima e pari a Ul max -= Ulo(1 + r) = Ulo(1 + 0,2) = 1,2Ulo, e in quelli in cui le fasi sono opposti, è minimo e pari a Ul min = Ulo (1 - 0.2) = = 0.8 Ulo. Per definizione, SWR \u003d Ul max / / Ul min \u003d 1l2Ulo / 0I8Ulo \u003d 1I5. Le formule per il calcolo di SWR e r possono anche essere scritte come: SWR = (1+r)/(1-r) e r = = (SWR-1)/(SWR+1). Notiamo un punto importante: la somma delle tensioni massima e minima Ul max + Ul min = Ulo (1 + r) + Ulo (1 - r) = 2Uno e la loro differenza Ul max - Ul min = 2Ulo. Sulla base dei valori ottenuti è possibile calcolare la potenza dell'onda incidente Рpad = Ulo2/Zo e la potenza dell'onda riflessa Pref = (rUlo)2/Zo. Nel nostro caso (per SWR = 1,5 e r = 0,2), la potenza dell'onda riflessa sarà solo il 4% della potenza dell'onda incidente. La determinazione del ROS misurando la distribuzione della tensione lungo la sezione di linea alla ricerca dei valori di Ul max e Ul min era molto utilizzata in passato non solo su linee aeree aperte, ma anche su alimentatori coassiali (principalmente su VHF). Per fare ciò, abbiamo utilizzato la sezione di misurazione dell'alimentatore, che presenta una lunga fessura longitudinale, lungo la quale si muoveva un carrello con inserita una sonda, la testa di un voltmetro RF. L'SWR può essere determinato misurando la corrente Il in uno dei fili della linea in una sezione di lunghezza inferiore a 0,5λ. Dopo aver determinato i valori massimo e minimo, calcolare SWR \u003d Imax / Imin. Per misurare la corrente, viene utilizzato un convertitore corrente-tensione sotto forma di un trasformatore di corrente (TT) con un resistore di carico, la cui tensione ai capi è proporzionale e in fase rispetto alla corrente misurata. Notiamo un fatto interessante: con alcuni parametri del TT, alla sua uscita è possibile ottenere una tensione pari alla tensione sulla linea (tra i conduttori), ad es. Utl = IlZo. Sulla fig. 1b mostra insieme un grafico della variazione di Ul lungo la retta e un grafico della variazione di Utl. I grafici hanno la stessa ampiezza e forma, ma sono spostati l'uno rispetto all'altro di 0,25X. L'analisi di queste curve mostra che è possibile determinare g (o SWR) misurando contemporaneamente i valori di Ul e UTL in qualsiasi punto della linea. Nelle posizioni dei massimi e dei minimi di entrambe le curve (punti 1 e 2), questo è ovvio: il rapporto di questi valori Ul / Utl (o Utl / Ul) è uguale a SWR, la somma è 2Ulo, e il differenza è 2rUlo. Nei punti intermedi, Ul e Utl sono sfasati e devono essere aggiunti già come vettori, tuttavia, le relazioni di cui sopra vengono preservate, poiché l'onda di tensione riflessa è sempre inversa in fase rispetto all'onda di corrente riflessa e rUlo = rUtlo. Pertanto, un dispositivo contenente un voltmetro, un convertitore corrente-tensione calibrato e un circuito addizione-sottrazione consentirà di determinare parametri di linea come r o SWR, nonché Ppad e Rotr quando è acceso ovunque nel linea. Le prime informazioni su dispositivi di questo genere risalgono al 1943 e sono riprodotte in. I primi dispositivi pratici noti all'autore sono stati descritti in. La variante del circuito preso come base è mostrata in Fig. 2. Il dispositivo conteneva: L'avvolgimento secondario del trasformatore T1 è collegato in modo tale che quando il trasmettitore è collegato al connettore sinistro in base al circuito e il carico è collegato a quello destro, la tensione totale Uc + UT viene fornita al diodo VD1 e la differenza di tensione viene applicata al diodo VD2. Quando un carico di riferimento resistivo con una resistenza pari all'impedenza d'onda della linea è collegato all'uscita del misuratore SWR, non c'è onda riflessa e, quindi, la tensione RF su VD2 può essere zero. Ciò si ottiene nel processo di bilanciamento del dispositivo equalizzando le tensioni UT e Uc utilizzando un condensatore di sintonia C1. Come mostrato sopra, dopo tale impostazione, l'entità della differenza di tensione (a Zн≠Z®) sarà proporzionale al coefficiente di riflessione r Le misurazioni con un carico reale vengono eseguite come segue. Innanzitutto, nella posizione dell'interruttore SA1 mostrato nel diagramma ("Onda incidente"), il resistore variabile di calibrazione R3 imposta l'ago dello strumento sull'ultima divisione della scala (ad esempio, 100 μA). Quindi l'interruttore SA1 viene spostato nella posizione inferiore secondo lo schema ("Onda riflessa") e viene contato il valore di r.Per il caso con RH = 75 Ohm, il dispositivo dovrebbe mostrare 20 μA, che corrisponde a r = 0,2 . Il valore SWR è determinato dalla formula sopra - SWR \u003d (1 +0,2) / / (1-0,2) \u003d 1,5 o SWR \u003d (100 + 20) / / (100-20) \u003d 1,5. In questo esempio si assume che il rivelatore sia lineare, infatti è necessario introdurre una correzione che tenga conto della sua non linearità. Se opportunamente calibrato, lo strumento può essere utilizzato per misurare le potenze incidenti e riflesse. La precisione del misuratore SWR come dispositivo di misurazione dipende da una serie di fattori, principalmente dalla precisione del bilanciamento del dispositivo nella posizione SA1 "Onda riflessa" a Rн = Zo. Il bilanciamento ideale corrisponde alle tensioni Uс e Uт, uguali in grandezza e strettamente opposte in fase, cioè la loro differenza (somma algebrica) è uguale a zero. In un vero design, c'è sempre un equilibrio sbilanciato Ures. Diamo un'occhiata a un esempio di come ciò influisce sul risultato finale della misurazione. Supponiamo che durante il bilanciamento siano state ottenute le tensioni Uc = 0,5 V e Ut = 0,45 V (ovvero, lo squilibrio è di 0,05 V, che è abbastanza reale). Con un carico di Rn = 75 Ohm in una linea da 50 ohm, abbiamo effettivamente SWR = 75/50 = 1,5 e r = 0,2, e l'ampiezza dell'onda riflessa, ricalcolata ai livelli nel dispositivo, sarà rUc = 0,2x0,5 = 0,1 V e rUt = 0,2x0,45 = 0,09 V. Torniamo ancora alla Fig. 1b, le cui curve sono riportate per SWR = 1.5 (le curve Ul e Utl per la linea corrisponderanno nel nostro caso a Uc e Ut). Nel punto 1 Uñ max = 0,5 + 0,1 = 0,6 V, Ut min = 0,45 - 0,09 = 0,36 V e SWR = 0,6 / 0,36 = 1,67. Nel punto 2UTmax = 0,45 + 0,09 = 0,54 V, Ucmin = 0,5 - 0,1 = 0,4 e SWR = 0,54 / 0,4 = 1,35. Da questo semplice calcolo si può vedere che, a seconda del luogo in cui tale misuratore SWR è collegato a una linea con un SWR reale = 1,5, o quando la lunghezza della linea tra il dispositivo e il carico cambia, diversi valori SWR può essere letto - da 1,35 a 1,67! Cosa può portare a un bilanciamento impreciso? 1. La presenza di una tensione di interruzione di un diodo al germanio (nel nostro caso VD2), alla quale cessa di condurre, è di circa 0,05 V. Pertanto, a UOCT< 0,05 В
прибор РА1 покажет "ноль" и можно допустить ошибку в балансировке. Относительная
неточность значительно уменьшится, если поднять в несколько раз напряжения Uc и
соответственно UT. Например, при Uc = 2 В и UT = 1,95 В (Uост = 0,05 В) пределы
изменения КСВ для приведенного выше примера будут уже только от 1,46 до 1,54. 2. Presenza di dipendenza dalla frequenza delle tensioni Uc o UT. In questo caso, non è possibile ottenere un bilanciamento preciso nell'intera gamma di frequenze operative. Diamo un'occhiata a un esempio di uno dei possibili motivi. Supponiamo che il dispositivo utilizzi un condensatore divisore C2 con una capacità di 150 pF con fili di 0,5 mm di diametro e 10 mm di lunghezza ciascuno. L'induttanza misurata di un filo di questo diametro lungo 20 mm è risultata essere L = 0,03 μH. Alla frequenza operativa superiore f = 30 MHz, la resistenza del condensatore sarà Xc = 1 / 2πfС = -j35,4 Ohm, la reattanza totale dei terminali XL = 22πfL = j5,7 Ohm. Di conseguenza, la resistenza del braccio inferiore del divisore diminuirà a -j35.4 + j5f7 = -j29.7 Ohm (corrisponde a un condensatore da 177 pF). Allo stesso tempo, a frequenze da 7 MHz e inferiori, l'influenza dei cavi è trascurabile. Da qui la conclusione: nel braccio inferiore del divisore dovrebbero essere usati condensatori non induttivi con conduttori minimi (ad esempio, riferimento o passante) e diversi condensatori dovrebbero essere collegati in parallelo. Le conclusioni del condensatore "superiore" C1 praticamente non influiscono sulla situazione, poiché l'Xc del condensatore superiore è diverse decine di volte maggiore di quello inferiore. È possibile ottenere un bilanciamento uniforme nell'intera banda di frequenza operativa utilizzando una soluzione originale, che verrà discussa nella descrizione dei progetti pratici. 3.2. La resistenza induttiva dell'avvolgimento secondario T1 alle frequenze più basse dell'intervallo operativo (~ 1,8 MHz) può deviare in modo significativo R1, il che porterà a una diminuzione di UT e al suo sfasamento. 3.3. La resistenza R2 fa parte del circuito del rivelatore. Poiché, secondo lo schema, devia C2, a frequenze più basse il fattore di divisione può ricevere dipendenze di frequenza e fase. 3.4. Nello schema di Fig. 2 rilevatori su VD1 o VD2 nello stato aperto deviano il braccio inferiore del divisore capacitivo su C2 con la loro resistenza di ingresso RBX, ovvero RBX agisce allo stesso modo di R2. L'influenza di RBX è insignificante a (R3 + R2) superiore a 40 kOhm, il che richiede l'uso di un indicatore sensibile RA1 con una corrente di deviazione totale non superiore a 100 μA e una tensione RF su VD1 di almeno 4 V. 3.5. I connettori di ingresso e uscita del misuratore SWR sono generalmente distanziati di 30...100 mm l'uno dall'altro. Ad una frequenza di 30 MHz, la differenza di fase di tensione ai connettori sarà α= [(0.03... 0.1)/10]360°- 1... 3.5°. Come questo può influenzare le prestazioni è mostrato in Fig. 3a e fig. 3b. La differenza tra i circuiti in queste figure è solo che il condensatore C1 è collegato a connettori diversi (T1 in entrambi i casi è al centro del conduttore tra i connettori). Nel primo caso, il residuo non compensato può essere ridotto se la fase UOCT viene corretta utilizzando un piccolo condensatore collegato in parallelo Sk, e nel secondo caso, collegando una piccola induttanza Lk sotto forma di un anello di filo in serie con R1. Questo metodo è spesso utilizzato sia nei misuratori SWR fatti in casa che "proprietari", ma non dovrebbe essere fatto. Per verificarlo è sufficiente ruotare il dispositivo in modo che il connettore di ingresso diventi quello di uscita. Allo stesso tempo, il compenso che ha aiutato prima del turno diventerà dannoso: Uoct aumenterà in modo significativo. Quando si lavora su una linea reale con un carico incoerente, a seconda della lunghezza della linea, il dispositivo può arrivare in un punto della linea in cui la correzione introdotta "migliorerà" il reale SWR o, al contrario, lo "peggiorerà". In ogni caso, sarà errato. La raccomandazione è di posizionare i connettori il più vicino possibile l'uno all'altro e utilizzare il progetto del circuito originale di seguito. Per illustrare quanto fortemente le ragioni discusse sopra possano influenzare l'affidabilità delle letture del misuratore SWR, in Fig. 4 mostra i risultati del test per due strumenti prefabbricati. La verifica è consistita nel fatto che è stato installato a fine linea un carico spaiato con SWR calcolato = 2,25, costituito da un numero di segmenti di cavo collegati in serie con Z® = 50 Ohm, ciascuno lungo λ/8. Durante le misurazioni, la lunghezza totale della linea variava da λ/8 a 5/8λ. Sono stati testati due dispositivi: BRAND X economico (curva 2) e uno dei migliori modelli - BIRD 43 (curva 3). La curva 1 mostra il vero SWR. Come si suol dire, i commenti sono superflui. Sulla fig. 5 mostra un grafico della dipendenza dell'errore di misura dal valore del coefficiente di direttività D (direttività) del misuratore SWR. Grafici simili per KBV \u003d 1 / SWR sono forniti in. Per quanto riguarda il disegno di Fig. 2, questo coefficiente è uguale al rapporto delle tensioni RF sui diodi VD1 e VD2 quando collegati all'uscita del misuratore SWR di carico Rn = Zo D = 20lg (2Uo / Ures). Pertanto, migliore è stato possibile bilanciare il circuito (minore Ures), maggiore è D. È inoltre possibile utilizzare le letture dell'indicatore PA1 - D = 20 x x lg (Ifall / Iotr). tuttavia, questo valore D sarà meno accurato a causa della non linearità dei diodi. Sul grafico, i valori reali di SWR sono tracciati lungo l'asse orizzontale e quelli misurati, tenendo conto dell'errore, a seconda del valore D del misuratore SWR, sono tracciati sull'asse verticale. La linea tratteggiata mostra un esempio: SWR reale \u003d 2, un dispositivo con D \u003d 20 dB fornirà letture di 1,5 o 2,5 e con D \u003d 40 dB - 1,9 o 2,1, rispettivamente. Come risulta dai dati della letteratura, il misuratore SWR secondo lo schema di fig. 2 ha RE - 20 dB. Ciò significa che senza una correzione significativa non può essere utilizzato per misurazioni accurate. La seconda ragione più importante per le letture SWR errate è legata alla non linearità della caratteristica corrente-tensione dei diodi del rivelatore. Ciò comporta una dipendenza delle letture dal livello di potenza erogata, soprattutto nella parte iniziale della scala dell'indicatore PA1. Nei misuratori SWR di marca, sull'indicatore vengono spesso realizzate due scale: per livelli di potenza bassi e alti. Il trasformatore di corrente T1 è una parte importante del misuratore SWR. Le sue caratteristiche principali sono le stesse di un trasformatore di tensione più familiare: il numero di spire dell'avvolgimento primario n1 e secondario n2, il rapporto di trasformazione k \u003d n2 / n1, la corrente dell'avvolgimento secondario I2 \u003d l1 / k. La differenza è che la corrente attraverso l'avvolgimento primario è determinata dal circuito esterno (nel nostro caso, questa è la corrente nell'alimentatore) e non dipende dalla resistenza di carico dell'avvolgimento secondario R1, quindi anche la corrente l2 non dipendono dal valore di resistenza del resistore R1. Ad esempio, se la potenza P = 100 W viene trasmessa attraverso l'alimentatore Zo \u003d 50 Ohm, la corrente I1 \u003d √P / Zo \u003d 1,41 A ea k \u003d 20 la corrente dell'avvolgimento secondario sarà l2 \u003d I1 / k - 0,07 A. La tensione sulle uscite dell'avvolgimento secondario sarà determinata dal valore di R1: 2UT = l2 x R1 e a R1 = 68 Ohm sarà 2UT = 4,8 V. La potenza dissipata sulla resistenza P = (2UT ) 2 / R1 = 0,34 W. Prestiamo attenzione alla particolarità del trasformatore di corrente: minore è il numero di giri nell'avvolgimento secondario, maggiore è la tensione ai suoi terminali (per lo stesso R1). La modalità più difficile per un trasformatore di corrente è la modalità inattiva (R1 = ∞), mentre la tensione alla sua uscita aumenta bruscamente, il circuito magnetico è saturo e riscaldato così tanto da poter collassare. Nella maggior parte dei casi, viene utilizzato un giro nell'avvolgimento primario. Questa bobina può avere diverse forme, come mostrato in Fig. 6a e fig. 6, b (sono equivalenti), ma l'avvolgimento secondo fig. 6, in - sono già due turni. Un problema a parte è l'uso di uno schermo collegato al corpo sotto forma di un tubo tra il filo centrale e l'avvolgimento secondario. Da un lato, lo schermo elimina l'accoppiamento capacitivo tra gli avvolgimenti, il che migliora in qualche modo l'equilibrio del segnale differenziale; d'altra parte, sullo schermo compaiono correnti parassite, che influiscono anche sul bilanciamento. La pratica ha dimostrato che con e senza schermo è possibile ottenere approssimativamente gli stessi risultati. Se lo schermo è ancora utilizzato, la sua lunghezza dovrebbe essere ridotta al minimo, approssimativamente uguale alla larghezza del circuito magnetico applicato e collegata al corpo con un ampio conduttore corto. La "messa a terra" dello schermo dovrebbe essere eseguita sulla linea mediana, equidistante da entrambi i connettori. Per lo schermo è possibile utilizzare un tubo di ottone con un diametro di 4 mm da antenne telescopiche. Per misuratori SWR per una potenza passante fino a 1 kW, sono adatti circuiti magnetici ad anello di ferrite con dimensioni K12x6x4 e persino K10x6x3. La pratica ha dimostrato che il numero ottimale di spire è n2 = 20. Con un'induttanza dell'avvolgimento secondario di 40 ... 60 μH, si ottiene la massima uniformità di frequenza (il valore consentito è fino a 200 μH). È possibile utilizzare circuiti magnetici con una permeabilità da 200 a 1000, mentre è preferibile scegliere una dimensione che fornisca l'induttanza ottimale dell'avvolgimento. E' possibile utilizzare circuiti magnetici con permeabilità inferiore, se si applicano taglie maggiori, si aumenta il numero di spire e/o si riduce la resistenza R1. Se la permeabilità dei circuiti magnetici esistenti non è nota, può essere determinata con un misuratore di induttanza. Per fare ciò, avvolgere dieci spire su un circuito magnetico sconosciuto (ogni intersezione del foro interno del nucleo da parte del filo è considerata una svolta), misurare l'induttanza della bobina L (μH) e sostituire questo valore nella formula μ = 2.5 LAvg / S, dove Dav è il diametro medio del circuito magnetico in cm ; S è la sezione trasversale del nucleo in cm 2 (esempio - per K10x6x3 Dcp \u003d 0,8 cm e S \u003d 0,2x0,3 \u003d 0,06 cm 2). Se si conosce μ del circuito magnetico si può calcolare l'induttanza dell'avvolgimento di n spire: L = μn 2 S/250Dcp. L'applicabilità dei circuiti magnetici a un livello di potenza di 1 kW o superiore può essere verificata anche a 100 W nell'alimentatore. Per fare ciò, installare temporaneamente un resistore R1, 4 volte più grande, rispettivamente, anche la tensione Ut aumenterà di 4 volte, e questo equivale ad un aumento della potenza trasmessa di 16 volte. Il riscaldamento del circuito magnetico può essere verificato al tatto (anche la potenza sul resistore temporaneo R1 aumenterà di 4 volte). In condizioni reali, la potenza sul resistore R1 aumenta in proporzione alla crescita della potenza nell'alimentatore. SWR metri UT1MA I due design del misuratore SWR UT1MA, che verranno discussi di seguito, hanno quasi lo stesso circuito, ma design diversi. Nella prima versione (KMA - 01), il sensore ad alta frequenza e la parte dell'indicatore sono separati. Il sensore dispone di connettori coassiali di ingresso e uscita e può essere installato ovunque nel percorso dell'alimentatore. È collegato all'indicatore con un cavo a tre fili di qualsiasi lunghezza. Nella seconda variante (KMA - 02) entrambe le unità si trovano in un unico alloggiamento. Il diagramma del misuratore SWR è mostrato in fig. 7 e differisce dal circuito di base in Fig. 2 dalla presenza di tre circuiti di correzione. Consideriamo queste differenze. Inoltre, il bilanciamento viene effettuato da un condensatore trimmer incluso nel braccio inferiore del divisore. Ciò semplifica l'installazione e consente l'utilizzo di un condensatore trimmer di piccole dimensioni a bassa potenza. Il progetto prevede la possibilità di misurare la potenza delle onde incidenti e riflesse. Per fare ciò, inserire SA2 nel circuito dell'indicatore invece di un resistore di calibrazione variabile R4, viene introdotto un resistore di sintonizzazione R5, che imposta il limite desiderato della potenza misurata. L'uso della correzione ottimale e il design razionale del dispositivo hanno permesso di ottenere un fattore di direttività D nell'intervallo di 35 ... 45 dB nella banda di frequenza di 1,8 ... 30 MHz. In SWR - metri, vengono utilizzati i seguenti dettagli. L'avvolgimento secondario del trasformatore T1 contiene 2 x 10 spire (avvolgimento in 2 fili) con un filo da 0,35 PEV, posizionato uniformemente su un anello di ferrite K12 x 6 x 4 con una permeabilità di circa 400 (induttanza misurata ~ 90 μH). Resistore R1 - 68 ohm MLT, preferibilmente senza scanalatura elicoidale sul corpo del resistore. Con una potenza passante inferiore a 250 W, è sufficiente installare una resistenza con una potenza di dissipazione di 1 W, con una potenza di 500 W - 2 W. Con una potenza di 1 kW, il resistore R1 può essere costituito da due resistori collegati in parallelo con una resistenza di 130 ohm e una potenza di 2 W ciascuno. Tuttavia, se il V-meter COP è progettato per un livello di potenza elevato, ha senso raddoppiare il numero di spire dell'avvolgimento secondario T1 (fino a 2 x 20 spire). Ciò ridurrà di 4 volte la dissipazione di potenza richiesta del resistore R1 (in questo caso, il condensatore C2 dovrebbe avere il doppio della capacità). La capacità di ciascuno dei condensatori C G e C1 "può essere compresa tra 2,4 ... 3 pF (KT, KTK, KD per una tensione operativa di 500 V a P ≥ 1 kW e 200 ... 250 V a potenza inferiore). Condensatori C2 - per qualsiasi tensione (KTK o altro non induttivo, uno o 2 - 3 in parallelo), condensatore C3 - trimmer di piccole dimensioni con limiti di variazione di capacità di 3 ... 20 pF (KPK - M, KT - 4) La capacità richiesta del condensatore C2 dipende dal valore totale della capacità del braccio superiore del divisore capacitivo, che, oltre ai condensatori C "+ C1", include anche la capacità C0 ~ 1 pF tra l'avvolgimento secondario di il trasformatore T1 e il conduttore centrale.La capacità totale del braccio inferiore - C2 più C3 a R1 = 68 Ohm dovrebbe essere circa 30 volte la capacità dei diodi superiori VD1 e VD2 - D311, condensatori C4, C5 e C6 - con un capacità di 0,0033 ... 0,01 μF (KM o altra alta frequenza), indicatore RA1 - M2003 con una corrente di deviazione totale di 100 μA, resistenza variabile R4 - 150 kΩ SP - 4 - 2 m, resistenza trimmer R4 - 150 kΩ Resistenza R3 ha resistenza 10 kOhm - protegge l'indicatore da possibili sovraccarichi. Il valore dell'induttanza correttiva L1 può essere determinato come segue. Quando si bilancia il dispositivo (senza L1), è necessario annotare le posizioni del rotore del condensatore trimmer C3 alle frequenze di 14 e 29 MHz, quindi dissaldarlo e misurare la capacità in entrambe le posizioni contrassegnate. Diciamo che per la frequenza superiore la capacità risulta essere inferiore di 5 pF e la capacità totale del braccio inferiore del divisore è di circa 130 pF, ad es. la differenza è 5/130 o circa il 4%. Pertanto, per l'equalizzazione della frequenza, è necessario ridurre anche la resistenza del braccio superiore a una frequenza di 29 MHz di ~ 4%. Ad esempio, a C1 + C0 = 5 pF di capacità Xc = 1/2πfС - j1100 Ohm, rispettivamente, Xc - j44 Ohm e L1 = XL1 / 2πf = = 0,24 μH. Nei dispositivi dell'autore, la bobina L1 aveva 8 ... 9 spire con un filo PELSHO 0,29. Il diametro interno della bobina è di 5 mm, l'avvolgimento è denso, seguito dall'impregnazione con colla BF-2 Il numero finale di giri viene specificato dopo l'installazione in posizione. Inizialmente il bilanciamento viene eseguito ad una frequenza di 14 MHz, quindi la frequenza viene impostata a 29 MHz e viene selezionato il numero di giri della bobina L1, al quale il circuito viene bilanciato ad entrambe le frequenze nella stessa posizione del trimmer C3. Dopo aver ottenuto un buon bilanciamento a frequenze medie e alte, viene impostata una frequenza di 1,8 MHz, un resistore variabile con una resistenza di 15 ... 20 kOhm viene temporaneamente saldato al posto del resistore R2 e si trova un valore al quale UOCT è minimo . Il valore di resistenza del resistore R2 dipende dall'induttanza dell'avvolgimento secondario T1 ed è compreso tra 5 ... 20 kOhm per la sua induttanza di 40 ... 200 μH (valori di resistenza più elevati per una maggiore induttanza). In condizioni radioamatoriali, molto spesso viene utilizzato un microamperometro con una scala lineare nell'indicatore del misuratore SWR e la lettura viene eseguita secondo la formula SWR \u003d (Ipad + Iotr) / (Ipad -Iotr), dove I in microampere è la lettura dell'indicatore rispettivamente nelle modalità "caduta" e "riflessa". Questo non tiene conto dell'errore dovuto alla non linearità della sezione iniziale del CVC dei diodi. Un test che utilizzava carichi di varie dimensioni a una frequenza di 7 MHz ha mostrato che a una potenza di circa 100 W, le letture dell'indicatore erano in media una divisione (1 μA) in meno rispetto ai valori reali, a 25 W - meno di 2,5 .. 3 μA, ea 10 W - di 4 μA. Da qui una semplice raccomandazione: per la versione da 100 watt, spostare in anticipo la posizione iniziale (zero) della freccia dello strumento di una divisione, e quando si utilizzano 10 W (ad esempio, quando si accorda un'antenna), aggiungere altri 4 μA al lettura sulla scala e posizione "riflessa". Un esempio sono le letture incidente/riflessa, rispettivamente, 100/16 µA, e l'SWR corretto sarebbe (100 + 20) / (100 - 20) = 1,5. Con una potenza significativa - 500 W o più - questa correzione non è necessaria. Va notato che tutti i tipi di misuratori SWR amatoriali (su un trasformatore di corrente, ponte, su accoppiatori direzionali) danno valori per il coefficiente di riflessione r, e quindi deve essere calcolato il valore SWR. Nel frattempo, è r l'indicatore principale del grado di accordo e SWR è un indicatore derivato. Ciò può essere confermato dal fatto che nelle telecomunicazioni il grado di concordanza è caratterizzato dall'attenuazione dell'incoerenza (la stessa r, solo in decibel). I costosi dispositivi di marca forniscono anche un conto alla rovescia r chiamato perdita di ritorno (perdita di ritorno). Cosa succede se i diodi al silicio vengono utilizzati come rivelatori? Se un diodo al germanio a temperatura ambiente ha una tensione di interruzione alla quale la corrente attraverso il diodo è solo 0,2 ... 0,3 μA, è di circa 0,045 V, quindi il diodo al silicio ha già 0,3 V. diodi al silicio, è necessario aumentare il livelli di tensione Uc e UT (!) di oltre 6 volte. Nell'esperimento, sostituendo i diodi D311 con KD522 a P = 100 W, carico Zn = 75 Ohm e gli stessi Uc e UT, sono state ottenute le seguenti cifre: prima della sostituzione - 100/19 e SWR = 1,48, dopo la sostituzione - 100/ 12 e SWR calcolato = 1,27. L'uso di un circuito di raddoppio sui diodi KD522 ha dato un risultato ancora peggiore: 100/11 e un SWR calcolato = 1,25. L'alloggiamento del sensore in una versione separata può essere realizzato in rame, alluminio o saldato da lastre di fibra di vetro laminata su entrambi i lati con uno spessore di 1,5...2 mm. Uno schizzo di un tale progetto è mostrato in Fig. 8, un. La custodia è composta da due scomparti, uno di fronte all'altro sono presenti i connettori HF (CP - 50 o SO - 239 con flange da 25x25 mm), un ponticello costituito da un filo del diametro di 1,4 mm in isolamento in polietilene del diametro di 4,8 mm (dal cavo PK50 - 4), trasformatore di corrente T1, condensatori divisori capacitivi e bobina di compensazione L1, nell'altro - resistori R1, R2, diodi, condensatori di sintonia e blocco e un connettore a bassa frequenza di piccole dimensioni. Conclusioni T1 della lunghezza minima. Il punto di connessione dei condensatori C1 "e C1" con la bobina L1 "è sospeso in aria" e il punto di connessione dei condensatori C4 e C5 dell'uscita centrale del connettore XZ è collegato alla custodia del dispositivo. Le partizioni 2, 3 e 5 hanno le stesse dimensioni. Non sono presenti fori nel setto 2, e nel setto 5 è ricavato un foro per uno specifico connettore a bassa frequenza attraverso il quale sarà collegata l'unità spia. Nel ponticello centrale 3 (Fig. 8, b), la lamina viene selezionata attorno a tre fori su entrambi i lati e tre conduttori passanti sono installati nei fori (ad esempio, viti in ottone M2 e M3). Gli schizzi delle pareti laterali 1 e 4 sono mostrati in fig. 8, c. Le linee tratteggiate mostrano le giunzioni prima della saldatura, che viene eseguita su entrambi i lati per una maggiore resistenza e contatto elettrico. Per impostare e testare il misuratore SWR, è necessario un resistore di carico esemplare da 50 Ohm (equivalente dell'antenna) con una potenza di 50 ... 100 W. Uno dei possibili progetti di radioamatori è mostrato in Fig. 11. Utilizza un comune resistore TVO con una resistenza di 51 ohm e una potenza di dissipazione di 60 W (rettangolo con dimensioni di 45 x 25 x 180 mm). All'interno del corpo ceramico del resistore è presente un lungo canale cilindrico riempito con una sostanza resistiva. Il resistore deve essere premuto saldamente contro il fondo dell'involucro di alluminio. Ciò migliora la dissipazione del calore e crea una capacità distribuita che migliora l'ampiezza di banda. Con l'ausilio di resistori aggiuntivi con una potenza di dissipazione di 2 W, la resistenza di carico in ingresso è impostata tra 49,9 ... 50,1 Ohm. Con un piccolo condensatore di correzione all'ingresso (~ 10 pF), è possibile ottenere un carico con un SWR di almeno 1,05 nella banda di frequenza fino a 30 MHz basata su questo resistore. Carichi eccellenti si ottengono da speciali resistori di piccole dimensioni del tipo P1 - 3 con un valore nominale di 49,9 ohm, che possono sopportare una potenza significativa quando si utilizza un radiatore esterno. Sono stati effettuati test comparativi di misuratori SWR di diverse aziende e dispositivi descritti in questo articolo. Il test consisteva nel fatto che un carico senza pari di 75 ohm (equivalente a un'antenna da 100 W fabbricata in fabbrica) è stato collegato tramite un misuratore SWR da 50 ohm testato a un trasmettitore con una potenza di uscita di circa 100 W e sono state effettuate due misurazioni . Uno - quando collegato con un cavo PK50 corto lungo 10 cm, l'altro - attraverso un cavo PK50 lungo ~ 0,25λ. Minore è la diffusione delle letture, più affidabile è il dispositivo. Alla frequenza di 29 MHz sono stati ottenuti i seguenti valori SWR: Con un carico di 50 ohm, per cavi di qualsiasi lunghezza, tutti i dispositivi hanno mostrato "all'unanimità" SWR<
1,1. Il motivo della grande diffusione nelle letture dell'RSM - 600 è stato scoperto durante il suo studio. In questo dispositivo, non viene utilizzato un divisore capacitivo come sensore di tensione, ma un trasformatore di tensione step-down con un rapporto di trasformazione fisso. Ciò elimina i "problemi" del divisore capacitivo, ma riduce l'affidabilità del dispositivo durante la misurazione di potenze elevate (la potenza massima dell'RSM - 600 è di soli 200/400 W). Non vi è alcun elemento di sintonia nel suo circuito, quindi il resistore di carico del trasformatore di corrente deve essere di alta precisione (almeno 50 ± 0,5 Ohm), ma in realtà è stato utilizzato un resistore con una resistenza di 47,4 Ohm. Dopo averlo sostituito con un resistore da 49,9 ohm, i risultati della misurazione sono diventati molto migliori: 1,48 / 1,58. Forse lo stesso motivo è associato a un'ampia diffusione nelle letture degli strumenti SX - 100 e KW - 220. La misurazione con un carico senza pari con un cavo a quarto d'onda da 50 ohm opzionale è un modo affidabile per verificare la qualità di un misuratore SWR. Notiamo tre punti: Letteratura Quindi, qui hai comprato una stazione radio, un'antenna e, dopo aver avvitato il kit all'auto, sei sorpreso di scoprire che non puoi essere ascoltato. Gli sciocchi comprano un amplificatore, le persone intelligenti sintonizzano un'antenna. Sei intelligente, vero? Pertanto, quando inizi a capirne le ragioni, la prima cosa in cui ti imbatti sono le parole SWR o "Standing Wave Ratio". Quindi cos'è l'SWR o "rapporto d'onda stazionaria"? Questo è un tale numero che caratterizza la correttezza dell'impostazione. Meno è meglio. Non c'è meno di 1. Cosa significa, puoi leggere su Internet: non ci sono solo molti articoli, ma molti. Come misurarlo? Di solito, nello stesso posto dove vendono stazioni radio e antenne, puoi acquistare un misuratore SWR. Non hai bisogno di uno professionale, prendi quello più economico, dovrebbe costare al massimo 400-500 rubli. Come misuratore di visualizzazione, sarà sufficiente per gli occhi. Il primo passo è collegarlo. Di solito tutto è disegnato nelle immagini, ma semmai in ANT o ANTENNA devi avvitare l'antenna e in TRANSMITTER o RADIO - l'uscita dalla stazione radio. Accendiamo la radio. Ora guarda il misuratore SWR stesso. Ci sono interruttori REF-FWD e/o PWR/SWR. 1. Clicchiamo su SWR e FWD. 2. Ora premiamo “trasmissione” sulla tangente della stazione radio e utilizziamo la manopola del misuratore SWR per portare la freccia al massimo sulla scala. 3. Fare clic su RIF. 4. Premere di nuovo "trasmissione" e guardare la scala, che è con le lettere SWR. Questo è l'SWR desiderato. Bene, abbiamo un numero. Diciamo 2,5 o 3. E ovunque scrivono che l'SWR dovrebbe essere 1! Altrimenti male. Cosa fare? Di seguito una mia foto esclusiva. Come puoi vedere, il grafico del valore SWR è qualcosa che sembra una U o una V. Devo dire subito che è diverso per tutti! Alcuni pendii sono ripidi, mentre altri sono dolci. Per qualcuno, la sinistra è più ripida della destra, o viceversa ... Per qualcuno, il minimo del grafico passa per SWR = 1, e per qualcuno un due sarà l'ideale. In generale, il tuo è solo tuo! Il nostro compito è mettere un programma minimo sul canale in cui comunichi di più. Diciamo il 15, dove parlano i camionisti. La prima cosa da capire è su quale “pendenza” è impostato tutto adesso. È semplice: metti la stazione sul 1° canale, misura l'SWR, poi il 15, misura di nuovo, poi il 30, misura di nuovo. Diamo un'occhiata ai numeri. I numeri stanno diminuendo: sei a sinistra. L'antenna deve essere estesa. I numeri stanno crescendo: sei sulla strada giusta. L'antenna deve essere accorciata. Numeri nello spirito di "grande-piccolo-grande": il tuo grafico SWR è molto stretto, riduci il passo. Bene, o sei molto vicino al bersaglio, abbastanza per spostare l'antenna nel supporto. Numeri nello spirito di "same-same-same": il tuo grafico SWR è molto ampio. È estremamente improbabile modificare la lunghezza dell'antenna. Nella mia esperienza, molto probabilmente dovrai tagliare l'antenna. Il resto è molto raro... Dopo aver allungato o accorciato l'antenna, ripetere il processo di misurazione fino a raggiungere il valore SWR minimo sul canale desiderato. Ripeto, il livello minimo raggiungibile per ogni installazione è diverso! Come accorciare? Con qualsiasi potente tronchese, mordi un centimetro dall'alto. La cosa principale qui è non esagerare, perché l'allungamento è molto più triste del taglio. Come allungare? Qui è più difficile. Se il campo di regolazione dell'antenna stessa non è sufficiente, di solito saldano / avvitano / saldano un pezzo in alto con un margine, che verrebbe poi tagliato ... Quelli più avanzati possono fare lo stesso cambiando il numero di spire del filo avvolto sulla bobina (l'ispessimento è dal fondo dell'antenna), ma quelli avanzati non hanno bisogno di questa storia 🙂 Quali valori SWR sono buoni e quali sono cattivi? In parole povere, qualsiasi cosa oltre 2,5 è negativa. 1,5-2,5 - tirare. 1.1-1.5 va bene. 1 è eccellente. Hai un SWR alto e non diminuisce? 99% per il fatto che c'è un contatto molto scarso da qualche parte nella catena "terra antenna - carrozzeria - carrozzeria della stazione radio". O nel filo dell'antenna e nei connettori. Vedi come è semplice? | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
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