Puissance délivrée à la charge

Perte de retour
RL

Gamme de fréquences, MHz

Caractéristiques mesurées

• longueur électrique (en pieds ou degrés);
• pertes de ligne d'alimentation (dB);
• capacité (pF);
• impédance ou valeur Z (ohm);
• angle de phase d'impédance (en degrés);
• inductance (µH);
• réactance ou X (ohm);
• résistance active ou R (ohm);
• fréquence de résonance(MHz);
• perte de retour (dB);
• fréquence du signal (MHz);
• TOS (Zo programmable).

200x100x65mm

Gamme M1

Gamme M2

gamme de fréquences

1,8 - 200 MHz

140 - 525 MHz

Zone de mesure de puissance

0 - 3KW (HF), 0 - 1KW (VHF)

Plage de mesure de puissance

Erreur de mesure de puissance

±10% (pleine échelle)

Zone de mesure SWR

de 1 à l'infini

La résistance

ROS résiduel

1,2 ou moins

Perte d'insertion

0,2 dB ou moins

Puissance minimale pour les mesures SWR

Environ 6W.

en forme de M

Alimentation pour rétro-éclairage

11 - 15V courant continu, environ 450 mA

Dimensions (données entre parenthèses, y compris les saillies)

250 (L) x 93 (98) (H) x 110 (135) (P)

Environ 1540

La perte de retour, le coefficient de réflexion et le rapport d'ondes stationnaires sont utilisés pour évaluer la cohérence/coïncidence des impédances complexes (impédances électriques) de la source, de la charge et de la ligne de transmission. Considérez la signification physique de ces paramètres et leur relation.

Définitions

La perte de retour (perte de retour, perte de retour) est la perte de puissance dans le signal renvoyé/réfléchi par la discontinuité de la ligne de transmission ou de la fibre. Cette valeur est généralement exprimée en décibels (dB) :

• RL dB - perte de retour en décibels ;
• pad P - puissance incidente ;
• P négatif - puissance réfléchie.

Le coefficient de réflexion de tension, Γ est le rapport des amplitudes de tension complexes des ondes réfléchies et incidentes.

\[Γ = ( U_(neg) \over U_(pad) )\]

Le coefficient de réflexion est déterminé par les résistances complexes de la charge Z charge et de la source Z source :

\[Γ = ( (Z_(charge) - Z_(est)) \over ( Z_(charge) + Z_(est) ) )\]

Notez qu'un coefficient de réflexion négatif signifie que l'onde réfléchie est déphasée de 180°.

Rapport d'onde stationnaire (VSWR, VSWR, rapport d'onde stationnaire de tension, SWR, VSWR) - le rapport de la plus grande valeur de l'amplitude de tension d'onde stationnaire à la plus petite.

\[SWR = ( U_(st.wave.max) \over U_(st.wave.min) )\]

La répartition inégale de l'amplitude de l'onde stationnaire le long de la ligne étant due à l'interférence ("addition et soustraction") des ondes incidentes et réfléchies, la plus grande valeur de l'amplitude U st.ondes.max de l'onde le long de la ligne (c'est-à-dire la valeur de l'amplitude au ventre) est

U tampon + U négatif

et la plus petite valeur d'amplitude (c'est-à-dire la valeur d'amplitude au nœud) est

U pad - U neg

Par conséquent

\[SWR = ( (U_(chute) + U_(nég)) \over (U_(chute) - U_(nég)) )\]

Relation entre le SWR, la perte de retour et le coefficient de réflexion

En substituant dans les formules ci-dessous et en les convertissant simplement, vous obtenez ce qui suit :

\[Γ = ( (ROS-1) \sur (ROS+1) )\]

\[ROS = ( (1+Γ) \sur (1-Γ) )\]

\[Γ = 10^((-RL) \plus de 20)\]

\[SWR = ( (1 + 10^((-RL) \over 20)) \over (1 - 10^((-RL) \over 20)) ) \]

Une charge arbitraire génère généralement une onde réfléchie dans la ligne de transmission. Superposée à l'incident, l'onde réfléchie conduit à la formation de maxima et de minima répétés dans les distributions longitudinales de courants et de tensions normalisés, formant un motif d'ondes mixtes. Le mode d'onde mixte dans la pratique de l'ingénierie est généralement caractérisé par le coefficient d'onde progressive (TWF), qui est le rapport de la valeur minimale du pleine tension(ou courant ou intensité) dans la ligne à la valeur maximale de la tension totale (ou courant ou intensité de champ) dans la ligne

où |G| est le module du coefficient de réflexion. Souvent, au lieu de KBV, ils utilisent l'inverse de celui-ci, appelé le rapport d'onde stationnaire (SWR)

Le coefficient de réflexion est le rapport des composantes transversales du champ électrique pour les ondes incidentes et réfléchies au même point de la section transversale de la ligne de transmission

où Z UN est l'impédance d'entrée de l'antenne,

Z À- impédance d'onde de la ligne de transmission (câble coaxial). La dépendance de la résistance d'entrée à la fréquence est calculée dans le paragraphe précédent.

En utilisant la méthode de la puissance rayonnée, on obtient

Selon la méthode des fem induites, on obtient

Un graphique du SWR en fonction de la longueur d'onde est donné à l'annexe B.

2.8 Calcul du PPF et de sa réponse en fréquence

Les filtres hyperfréquences sont utilisés pour la sélection de fréquence des signaux, l'adaptation de charges complexes, dans les circuits à retard et comme systèmes de retard.

Les filtres sont généralement des dispositifs mutuels passifs et sont caractérisés par la dépendance en fréquence de l'atténuation introduite dans le chemin. La bande de fréquence à faible atténuation est appelée bande passante et la bande de fréquence à forte atténuation est appelée bande d'arrêt. Par position relative les bandes passantes et les bandes d'arrêt sont généralement divisées en les types de filtres suivants: filtre passe-bas (LPF), passant les signaux en dessous d'une fréquence de coupure donnée et supprimant les signaux avec des fréquences au-dessus de la coupure; filtres tripler(HPF), transmettant des signaux à des fréquences supérieures à la fréquence spécifiée et supprimant les signaux d'autres fréquences ; filtres passe-bande (passe-bande) (BPF), laissant passer les signaux dans une bande de fréquence donnée et supprimant les signaux en dehors de cette bande, filtres coupe-bande (notch) (BPF), supprimant les signaux dans une bande de fréquence donnée et laissant passer les signaux en dehors de cette bande bande.

La réponse en fréquence de chaque filtre a une région de transition entre la bande passante et la bande d'arrêt, c'est-à-dire entre les fréquences  h et  P. Dans cette région, l'atténuation passe de la valeur maximale à la valeur minimale. Habituellement, ils essaient de réduire cette zone, ce qui entraîne une complication du filtre, une augmentation du nombre de ses liens. Lors de la conception des filtres, les caractéristiques suivantes sont généralement spécifiées : bande passante, bande d'arrêt, fréquence moyenne, atténuation de la bande passante, atténuation de la bande d'arrêt, pente d'atténuation dans la région de transition, niveau d'adaptation d'entrée et de sortie, caractéristiques de la ligne de transmission, dans laquelle le filtre est activé, le type de ligne de transmission, parfois les caractéristiques de phase du filtre sont spécifiées.

Tableau 2.4 - Caractéristiques initiales du PPF

2.8.1 Calcul du prototype de filtre passe-bas

Actuellement, la méthode la plus courante de calcul des filtres hyperfréquences est la méthode selon laquelle le filtre passe-bas prototype est d'abord calculé. Trouver les paramètres du circuit de filtre prototype à partir d'une réponse en fréquence donnée du filtre est une tâche de synthèse paramétrique. Pour la généralité des résultats, toutes les quantités sont normalisées. La résistance de la charge et du générateur est supposée égale à un. Parallèlement à la normalisation par résistance, une normalisation par fréquence est effectuée, par exemple, la fréquence de coupure de la bande passante du filtre est prise égale à l'unité. Ainsi, le calcul du filtre hyperfréquence se réduit à la synthèse du circuit prototype basse fréquence et au remplacement des éléments à paramètres localisés par leurs équivalents à paramètres distribués.

Pour approximer les caractéristiques fréquentielles, on utilise un certain nombre de fonctions qui satisfont aux conditions de faisabilité physique des filtres. Les plus courantes sont les approximations maximalement plates et à ondes égales, utilisant respectivement les polynômes de Butterworth et de Chebyshev.

Calculons le filtre avec la caractéristique d'atténuation la plus plate. Il augmente de façon monotone avec une fréquence croissante :

,

où n est le nombre de prototypes de liens de filtrage,

=/ p – fréquence normalisée,

=10 L p/10 -1 – coefficient de pulsation,

 p - fréquence de coupure de la bande passante,

L p - atténuation à une fréquence  p (voir Figure 2.3).

Figure 2.3 : Caractéristique d'aplatissement maximal du prototype de filtre passe-bas

Le nombre de sections de filtre prototype peut être trouvé à partir des exigences de réponse en fréquence du filtre. Donc, pour un filtre avec la réponse en fréquence la plus plate :

,

c'est-à-dire que pour notre filtre il faut que n 2.76 .

Prenons n=3 , alors le circuit de filtre prototype ressemblera à celui illustré à la figure 2.4

Figure 2.4 - Schéma du prototype de filtre passe-bas

Les paramètres de filtre peuvent être calculés à l'aide de formules complexes, ou vous pouvez utiliser la littérature de référence, par exemple : g 0 =1, g 1 =0.999165, g 2 =1.998330, g 3 =0.999165, g 4 =1.

Les paramètres de filtre sont dénormalisés à l'aide des relations

,

,

.

Ici, les notations avec un prime font référence aux paramètres de filtre prototype normalisés, sans primes aux paramètres dénormalisés : R 0 `=1, L 1 `=1, C 2 `=2, L 3 `=1, R 4 `=1.

Puisque nous allons mettre le futur filtre dans le chemin de transmission coaxial, alors R 0 =75ohm, alors

2.8.2 Calcul PPF

Pour concevoir le BPF, nous utilisons le filtre prototype calculé dans le paragraphe précédent et la conversion de fréquence de réactance

où  0 =( P  -P ) 0.5 est la fréquence centrale du PPF,

k h =1/2  - facteur de conversion,

2  =  P -  -P est la bande passante du BPF.

Toute inductance dans le filtre prototype, après avoir effectué la conversion de fréquence, est transformée en un circuit série avec des paramètres

Dans le même temps, toute capacité dans le filtre prototype se transforme en un circuit oscillant parallèle

Figure 2.5 - Circuit équivalent du BPF

Ainsi, le BPF (Figure 2.5) est constitué de résonateurs en cascade dont les valeurs des paramètres équivalents sont les suivantes

2.8.3 Mise en œuvre du BPF

Selon le mode de mise en œuvre, le BPF peut être divisé en types suivants: sur un seul MSL avec des lacunes, sur des résonateurs demi-onde couplés en parallèle, sur des tiges opposées, avec des tronçons quart d'onde parallèles et en série de longueur  /4 , où  - longueur d'onde dans la raie correspondant à la fréquence moyenne de la bande passante BPF ; avec des boucles doubles et des lignes de connexion quart d'onde sur des résonateurs diélectriques.

Effectuons BPF sur des lignes microruban (MPL) avec des boucles doubles et des lignes de connexion quart d'onde.

Les MSL sont une fine couche de métal déposée sur des feuilles diélectriques. Les MSL asymétriques blindés sont les plus courants. Les MPL sont utilisés dans toute la gamme des micro-ondes. Par rapport aux guides d'ondes directs, les MSL présentent un certain nombre d'inconvénients - ils ont des pertes linéaires plus élevées et une puissance transmise relativement faible. De plus, les MSL ouverts rayonnent de l'énergie dans l'espace, ce qui peut provoquer un couplage électromagnétique indésirable.

Mais les MPL présentent également des avantages importants. Ils ont de petites dimensions et un faible poids, sont peu coûteux à fabriquer, sont technologiquement avancés et conviennent à une production de masse grâce à une technologie intégrée, ce qui permet de mettre en œuvre des ensembles entiers et des modules fonctionnels dans une conception microruban sur une plaque constituée d'un diélectrique métallisé sur un côté.

La mise en œuvre de circuits oscillatoires séquentiels en MSL est très difficile. Dans le même temps, il est possible de transférer la connexion série en parallèle comme illustré à la Figure 2.6 en utilisant les transformations

Figure 2.6 Remplacement d'un circuit résonant série par un circuit parallèle

L'identité de la figure 2.6 ne tient qu'à la fréquence de résonance, de sorte que le circuit résultant doit être analysé pour déterminer ses propriétés de fréquence.

Après le remplacement, nous obtenons le schéma PPF illustré à la figure 2.7

Figure 2.7 - Circuit équivalent du BPF

Ce circuit a les valeurs de paramètre suivantes

La longueur de la ligne de raccordement sera connue après avoir déterminé les paramètres de la MSL.

Pour calculer la résistance d'onde du MSL, on utilise l'expression obtenue dans l'approximation quasi-statique

(2.1)

La précision de la détermination par cette formule est de 1 % à w/ h 0.4 et 3% à w/ h<0.4 .

Pour calculer la longueur d'onde aux basses fréquences, la formule est largement utilisée dans la pratique, également obtenue dans l'approximation quasi-statique

où  est la longueur d'onde dans l'espace libre,

 euh est la permittivité effective de la ligne.

La permittivité effective peut être calculée à partir de la formule

, (2.3)

Le substrat est réalisé sur un diélectrique avec une permittivité relative  =7 , et on prend l'épaisseur du substrat h=5mm. Largeur de la bande métallique w, et, par conséquent, le rapport w/ h, changera au cours des calculs.

Tout d'abord, calculons les paramètres des lignes de connexion. Pour faire correspondre le filtre avec le chemin de transmission, ses lignes de connexion doivent avoir une impédance d'onde égale à l'impédance d'onde du coaxial Z 0 \u003d 75 ohms. En résolvant l'expression (2.1), on trouve que w/ h=0.5, puis la largeur de la bande w=0.5  5=2.5(mm). En utilisant la formule (2.3), on trouve la permittivité effective

Le calcul est effectué à la fréquence moyenne de la gamme, donc  0 =0.594m, puis par (2.2) la longueur d'onde dans la raie

Puisque la ligne de connexion est un quart d'onde, sa longueur est déterminée par la formule

L'inductance parallèle est mise en œuvre sous la forme d'une boucle parallèle court-circuitée. La réactance d'un tel segment de ligne est déterminée par la formule

(2.4)

La résistance de cette boucle à la fréquence moyenne de la gamme doit être égale à la résistance de l'inductance connectée en parallèle, vous pouvez donc déterminer la longueur du segment

(2.5)

Accepter w/ h=1(w=5mm)

Maintenant, en utilisant la formule (2.5), nous pouvons déterminer la longueur des boucles qui remplacent chaque inductance

La capacité parallèle est mise en œuvre sous la forme d'une boucle parallèle ouverte à l'extrémité. La réactance d'un tel segment de ligne est déterminée par la formule

La résistance de cette boucle à la fréquence moyenne de la gamme doit être égale à la résistance de la capacité connectée en parallèle, vous pouvez donc déterminer la longueur de la boucle

(2.6)

Accepter w/ h=0.2(w=1mm), alors par (2.1)-(2.3) on obtient

Maintenant, en utilisant la formule (2.5), nous pouvons déterminer la longueur des boucles qui remplacent chaque capacité

Entrons les paramètres de boucle dans le tableau 2.5.

Tableau 2.5 Dimensions du PPF sur MPL

Le schéma PPF est donné en Annexe D.

2.8.4 Calcul de la réponse en fréquence

La réponse en fréquence du filtre est la dépendance de l'atténuation introduite dans le chemin sur la fréquence. Connaissant l'impédance d'entrée du filtre, vous pouvez déterminer le coefficient de réflexion

(2.7)

Alors la réponse en fréquence aura la forme suivante

(2.8)

Déterminons la réponse en fréquence du filtre passe-bas du prototype représenté sur la figure 2.4 après dénormalisation des paramètres

En substituant dans (2.7) et (2.8) on obtient la caractéristique d'amortissement.

Déterminons la réponse en fréquence du circuit équivalent du BPF illustré à la figure 2.5

En remplaçant (2.7) et (2.8), on obtient la caractéristique d'amortissement recherchée.

Déterminons maintenant la réponse en fréquence du filtre sur le MSL. La dépendance en fréquence de la résistance des boucles inductives et capacitives est déterminée par les formules

où je=1,2,3 ;

Z 0 L et Z 0 C– les impédances d'onde des boucles inductives et capacitives, respectivement.

Impédance d'entrée du filtre

La formule finale de la résistance d'entrée a une forme très complexe, nous ne la donnerons donc pas ici. Selon les formules (2.7) et (2.8), on obtient la réponse en fréquence.

Toutes les réponses en fréquence obtenues dans ce paragraphe sont données en Annexe D.

Un appareil de mesure de la qualité de l'adaptation du chargeur à l'antenne (SWR mètre) est un élément indispensable d'une station de radio amateur. Dans quelle mesure un tel dispositif fournit-il des informations fiables sur l'état de l'économie des antennes ? La pratique montre que tous les compteurs SWR fabriqués en usine n'offrent pas une précision de mesure élevée. C'est encore plus vrai lorsqu'il s'agit de créations maison. Dans l'article porté à l'attention des lecteurs, un compteur SWR avec un transformateur de courant est envisagé. Les appareils de ce type sont largement utilisés par les professionnels et les radioamateurs. L'article donne la théorie de son travail et analyse les facteurs affectant la précision des mesures. Il se termine par une description de deux conceptions pratiques simples de compteurs SWR, dont les caractéristiques satisferont les radioamateurs les plus exigeants.

Un peu de théorie

Si une ligne de connexion homogène (ligne d'alimentation) avec une impédance d'onde Z® connectée à l'émetteur est chargée avec une résistance Zн≠Z®, des ondes incidentes et réfléchies y apparaissent. Le coefficient de réflexion r (réflexion) est généralement défini comme le rapport de l'amplitude de l'onde réfléchie par la charge à l'amplitude de l'onde incidente. Les coefficients de réflexion du courant r et de la tension ru sont égaux au rapport des grandeurs correspondantes dans les ondes réfléchies et incidentes. La phase du courant réfléchi (par rapport au courant incident) dépend du rapport entre Zí et Z®. Si Zí>Z®, alors le courant réfléchi sera en opposition de phase avec celui incident, et si Zí

La valeur du coefficient de réflexion r est déterminée par la formule

où Rn et Xn sont respectivement les composantes active et réactive de la résistance de charge.Avec une charge purement active Xn = 0, la formule est simplifiée en r=(Rn-Zo)/(Rn+Zo). Par exemple, si un câble avec une impédance caractéristique de 50 ohms est chargé avec une résistance de 75 ohms, alors le coefficient de réflexion sera r = (75-50)/(75+50) = 0,2.

Sur la fig. La figure 1a montre la répartition de la tension Ul et du courant Il le long de la ligne pour ce cas particulier (les pertes dans la ligne ne sont pas prises en compte). L'échelle le long de l'axe y pour le courant est considérée comme étant Z fois plus grande - dans ce cas, les deux graphiques auront la même taille verticale. La ligne pointillée représente les graphiques de la tension Ulo et du courant Ilo dans le cas où Rí=Z®. Par exemple, une section de ligne de longueur λ est prise. Avec sa plus grande longueur, le motif sera répété cycliquement tous les 0,5 λ. Aux points de la ligne où les phases incidente et réfléchie coïncident, la tension est maximale et égale à Ul max -= Ulo(1 + r) = Ulo(1 + 0,2) = 1,2Ulo, et dans ceux où les phases sont opposés, il est minimal et égal à Ul min = Ulo (1 - 0,2) = = 0,8 Ulo. Par définition, SWR \u003d Ul max / / Ul min \u003d 1l2Ulo / 0I8Ulo \u003d 1I5.

Les formules de calcul du SWR et de r peuvent également s'écrire : SWR = (1+r)/(1-r) et r = = (SWR-1)/(SWR+1). Nous notons un point important - la somme des tensions maximale et minimale Ul max + Ul min = Ulo (1 + r) + Ulo (1 - r) = 2Uno, et leur différence Ul max - Ul min = 2Ulo. A partir des valeurs obtenues, il est possible de calculer la puissance de l'onde incidente Рpad = Ulo2/Zo et la puissance de l'onde réfléchie Pref = (rUlo)2/Zo. Dans notre cas (pour SWR = 1.5 et r = 0.2), la puissance de l'onde réfléchie ne sera que de 4% de la puissance de l'onde incidente.

La détermination du SWR en mesurant la distribution de tension le long de la section de ligne à la recherche des valeurs de Ul max et Ul min était largement utilisée dans le passé

non seulement sur les lignes aériennes ouvertes, mais aussi dans les lignes coaxiales (principalement sur VHF). Pour ce faire, nous avons utilisé la section de mesure du chargeur, qui a une longue fente longitudinale, le long de laquelle un chariot se déplaçait avec une sonde insérée à l'intérieur - la tête d'un voltmètre RF.

Le ROS peut être déterminé en mesurant le courant Il dans l'un des fils de la ligne dans une section inférieure à 0,5 λ de long. Après avoir déterminé les valeurs maximale et minimale, calculez SWR \u003d Imax / Imin. Pour mesurer le courant, on utilise un convertisseur courant-tension sous la forme d'un transformateur de courant (TT) avec une résistance de charge dont la tension aux bornes est proportionnelle et en phase avec le courant mesuré. Nous notons un fait intéressant - avec certains paramètres du TT, à sa sortie, il est possible d'obtenir une tension égale à la tension sur la ligne (entre les conducteurs), c'est-à-dire Utl = IlZo.

Sur la fig. 1b montre ensemble un graphique de l'évolution de Ul le long de la ligne et un graphique de l'évolution de Utl. Les graphiques ont la même amplitude et la même forme, mais sont décalés les uns par rapport aux autres de 0,25X. L'analyse de ces courbes montre qu'il est possible de déterminer g (ou SWR) en mesurant simultanément les valeurs de Ul et UTL en tout point de la ligne. Aux emplacements des maxima et minima des deux courbes (points 1 et 2), cela saute aux yeux : le rapport de ces valeurs Ul/Utl (ou Utl/Ul) est égal à SWR, la somme vaut 2Ulo, et le la différence est de 2rUlo. Aux points intermédiaires, Ul et Utl sont déphasés et doivent déjà être ajoutés en tant que vecteurs, cependant, les relations ci-dessus sont conservées, car l'onde de tension réfléchie est toujours en phase inverse de l'onde de courant réfléchie, et rUlo = rUtlo .

Par conséquent, un appareil contenant un voltmètre, un convertisseur courant-tension calibré et un circuit d'addition-soustraction permettra de déterminer des paramètres de ligne tels que r ou SWR, ainsi que Ppad et Rotr lorsqu'il est allumé n'importe où sur le ligne.

Les premières informations sur des appareils de ce genre remontent à 1943 et sont reproduites dans. Les premiers dispositifs pratiques connus de l'auteur ont été décrits dans. La variante du circuit prise comme base est représentée sur la Fig. 2. L'appareil contenait :

• capteur de tension - un diviseur capacitif en C1 et C2 avec une tension de sortie Uc, bien inférieure à la tension sur la ligne Ul. Le rapport p \u003d Uc / Ul est appelé coefficient de couplage;
• transformateur de courant T1, bobiné sur un circuit magnétique à anneau carbonylé. Son enroulement primaire avait un tour sous la forme d'un conducteur passant par le centre de l'anneau, le secondaire - n tours, la charge sur l'enroulement secondaire - résistance R1, la tension de sortie - 2Ut. L'enroulement secondaire peut être constitué de deux enroulements séparés avec une tension Ut chacun et avec sa propre résistance de charge, cependant, il est structurellement plus pratique de faire un enroulement avec une prise du milieu;
• détecteurs sur les diodes VD1 et VD2, interrupteur SA1 et voltmètre sur microampèremètre RA1 avec résistances supplémentaires.

L'enroulement secondaire du transformateur T1 est connecté de telle sorte que lorsque l'émetteur est connecté au connecteur gauche selon le circuit et que la charge est connectée au connecteur droit, la tension totale Uc + UT est fournie à la diode VD1 , et la tension différentielle est appliquée à la diode VD2. Lorsqu'une charge de référence résistive avec une résistance égale à l'impédance d'onde de la ligne est connectée à la sortie du compteur SWR, il n'y a pas d'onde réfléchie et, par conséquent, la tension RF sur VD2 peut être nulle. Ceci est réalisé dans le processus d'équilibrage du dispositif en égalisant les tensions UT et Uc à l'aide d'un condensateur d'accord C1. Comme indiqué ci-dessus, après un tel réglage, l'amplitude de la différence de tension (à Zн≠Z®) sera proportionnelle au coefficient de réflexion R. Les mesures avec une charge réelle sont effectuées comme suit. Tout d'abord, dans la position du commutateur SA1 indiquée sur le schéma ("Onde incidente"), la résistance variable d'étalonnage R3 règle l'aiguille de l'instrument sur la dernière division de l'échelle (par exemple, 100 μA). Ensuite, le commutateur SA1 est déplacé vers la position inférieure selon le schéma ("Onde réfléchie") et la valeur de r est comptée. Pour le cas avec RH = 75 Ohm, l'appareil doit afficher 20 μA, ce qui correspond à r = 0,2 . La valeur SWR est déterminée par la formule ci-dessus - SWR \u003d (1 +0,2) / / (1-0,2) \u003d \u003d 1,5 ou SWR \u003d (100 + 20) / / (100-20) \u003d 1,5. Dans cet exemple, le détecteur est supposé linéaire - en fait, il faut introduire une correction qui tient compte de sa non-linéarité. Lorsqu'il est correctement calibré, l'instrument peut être utilisé pour mesurer les puissances incidentes et réfléchies.

La précision du compteur SWR en tant qu'appareil de mesure dépend d'un certain nombre de facteurs, principalement de la précision de l'équilibrage de l'appareil dans la position SA1 "Onde réfléchie" à Rí = Zo. L'équilibrage idéal correspond à des tensions Uс et Uт, égales en amplitude et strictement opposées en phase, c'est-à-dire que leur différence (somme algébrique) est égale à zéro. Dans une vraie conception, il y a toujours un équilibre Ures déséquilibré. Regardons un exemple de la façon dont cela affecte le résultat final de la mesure. Supposons que lors de l'équilibrage, les tensions Uc = 0,5 V et Ut = 0,45 V ont été obtenues (c'est-à-dire que le déséquilibre est de 0,05 V, ce qui est bien réel). Avec une charge de Rn = 75 Ohm dans une ligne de 50 ohms, nous avons en fait SWR = 75/50 = 1,5 et r = 0,2, et l'amplitude de l'onde réfléchie, recalculée aux niveaux de l'appareil, sera rUc = 0,2x0,5 = 0, 1 V et rUt = 0,2x0,45 = 0,09 V.

Revenons à la Fig. 1b, dont les courbes sont données pour SWR = 1,5 (les courbes Ul et Utl de la ligne correspondront dans notre cas à Uc et Ut). Au point 1 Uс max = 0,5 + 0,1 = 0,6 V, Ut min = 0,45 - 0,09 = 0,36 V et SWR = 0,6 / 0,36 = 1,67. Au point 2UTmax = 0,45 + 0,09 = 0,54 V, Ucmin = 0,5 - 0,1 = 0,4 et SWR = 0,54 / 0,4 = 1,35. De ce calcul simple, on peut voir que, selon l'endroit où un tel compteur SWR est connecté à une ligne avec un SWR réel = 1,5, ou lorsque la longueur de la ligne entre l'appareil et la charge change, différentes valeurs SWR peut être lu - de 1,35 à 1,67!

Qu'est-ce qui peut conduire à un équilibrage inexact ?

1. La présence d'une tension de coupure d'une diode au germanium (dans notre cas, VD2), à laquelle elle cesse de conduire, est d'environ 0,05 V. Par conséquent, à UOCT< 0,05 В прибор РА1 покажет "ноль" и можно допустить ошибку в балансировке. Относительная неточность значительно уменьшится, если поднять в несколько раз напряжения Uc и соответственно UT. Например, при Uc = 2 В и UT = 1,95 В (Uост = 0,05 В) пределы изменения КСВ для приведенного выше примера будут уже только от 1,46 до 1,54.

2. Présence de dépendance en fréquence des tensions Uc ou UT. Dans ce cas, un équilibrage précis ne peut pas être obtenu dans toute la plage de fréquences de fonctionnement. Regardons un exemple d'une des raisons possibles. Supposons que l'appareil utilise un condensateur diviseur C2 d'une capacité de 150 pF avec des fils conducteurs de 0,5 mm de diamètre et de 10 mm de long chacun. L'inductance mesurée d'un fil de ce diamètre de 20 mm de long s'est avérée être L = 0,03 μH. À la fréquence de fonctionnement supérieure f = 30 MHz, la résistance du condensateur sera Xc = 1 / 2πfС = -j35,4 Ohm, la réactance totale des bornes XL = 22πfL = j5,7 Ohm. En conséquence, la résistance du bras inférieur du diviseur diminuera à -j35,4 + j5f7 = -j29,7 Ohm (cela correspond à un condensateur de 177 pF). Dans le même temps, à des fréquences de 7 MHz et moins, l'influence des dérivations est négligeable. D'où la conclusion - dans le bras inférieur du diviseur, des condensateurs non inductifs avec un minimum de conducteurs (par exemple, référence ou traversée) doivent être utilisés et plusieurs condensateurs doivent être connectés en parallèle. Les conclusions du condensateur "supérieur" C1 n'affectent pratiquement pas la situation, puisque le Xc du condensateur supérieur est plusieurs dizaines de fois supérieur à celui du condensateur inférieur. Il est possible d'obtenir un équilibrage uniforme dans toute la bande de fréquence de fonctionnement en utilisant une solution originale, qui sera discutée dans la description des conceptions pratiques.

3.2. La résistance inductive de l'enroulement secondaire T1 aux fréquences inférieures de la plage de fonctionnement (~ 1,8 MHz) peut dériver considérablement R1, ce qui entraînera une diminution de UT et son déphasage.

3.3. La résistance R2 fait partie du circuit du détecteur. Puisque, selon le schéma, il shunte C2, à des fréquences plus basses, le facteur de division peut recevoir des dépendances de fréquence et de phase.

3.4. Dans le schéma de la Fig. 2 détecteurs sur VD1 ou VD2 à l'état ouvert shuntent la branche inférieure du diviseur capacitif sur C2 avec leur résistance d'entrée RBX, c'est-à-dire que RBX agit de la même manière que R2. L'influence de RBX est insignifiante à (R3 + R2) supérieure à 40 kOhm, ce qui nécessite l'utilisation d'un indicateur sensible RA1 avec un courant de déviation total d'au plus 100 μA et une tension RF sur VD1 d'au moins 4 V.

3.5. Les connecteurs d'entrée et de sortie du compteur SWR sont généralement espacés de 30 à 100 mm. A une fréquence de 30 MHz, le déphasage de tension aux connecteurs sera de α= [(0,03... 0,1)/10]360°- 1... 3,5°. La manière dont cela peut affecter les performances est illustrée à la Fig. 3a et fig. 3b. La différence entre les circuits sur ces figures est seulement que le condensateur C1 est connecté à des connecteurs différents (T1 dans les deux cas est au milieu du conducteur entre les connecteurs).

Dans le premier cas, le résidu non compensé peut être réduit si la phase UOCT est corrigée à l'aide d'un petit condensateur Ck connecté en parallèle, et dans le second cas, en connectant une petite inductance Lk sous la forme d'une boucle filaire en série avec R1. Cette méthode est souvent utilisée dans les compteurs SWR faits maison et "propriétaires", mais cela ne devrait pas être fait. Pour le vérifier, il suffit de tourner l'appareil pour que le connecteur d'entrée devienne la sortie. Dans le même temps, la compensation qui a aidé avant le virage deviendra nuisible - Uoct augmentera considérablement. Lorsque l'on travaille sur une ligne réelle avec une charge incohérente, selon la longueur de la ligne, l'appareil peut arriver à un endroit sur la ligne où la correction introduite va "améliorer" le ROS réel ou, à l'inverse, le "détériorer". Dans tous les cas, ce sera incorrect. La recommandation est de placer les connecteurs aussi près que possible les uns des autres et d'utiliser la conception de circuit d'origine ci-dessous.

Pour illustrer à quel point les raisons discutées ci-dessus peuvent affecter la fiabilité des lectures du compteur SWR, dans la Fig. 4 montre les résultats des tests pour deux instruments préfabriqués. Le contrôle consistait à installer à la fin de la ligne une charge inégalée avec un SWR calculé = 2,25, consistant en un certain nombre de segments de câble connectés en série avec Z® = 50 Ohm, chacun λ/8 de long.

Lors des mesures, la longueur totale de la ligne variait de λ/8 à 5/8λ. Deux appareils ont été testés: BRAND X peu coûteux (courbe 2) et l'un des meilleurs modèles - BIRD 43 (courbe 3). La courbe 1 montre le vrai SWR. Comme on dit, les commentaires sont superflus.

Sur la fig. 5 montre un graphique de la dépendance de l'erreur de mesure sur la valeur du coefficient de directivité D (directivité) du compteur SWR. Des graphiques similaires pour KBV \u003d 1 / SWR sont donnés dans. En ce qui concerne la conception de la Fig. 2, ce coefficient est égal au rapport des tensions RF sur les diodes VD1 et VD2 lorsqu'elles sont connectées à la sortie du compteur SWR de charge Rn = Zo D = 20lg (2Uo / Ures). Ainsi, mieux il était possible d'équilibrer le circuit (plus les Ures étaient petites), plus D. Vous pouvez également utiliser les lectures de l'indicateur PA1 - D = 20 x x lg (Ifall / Iotp). cependant, cette valeur D sera moins précise en raison de la non-linéarité des diodes.

Sur le graphique, les valeurs SWR réelles sont tracées le long de l'axe horizontal, et celles mesurées, en tenant compte de l'erreur, en fonction de la valeur D du compteur SWR, sont tracées sur l'axe vertical. La ligne pointillée montre un exemple - SWR réel \u003d 2, un appareil avec D \u003d 20 dB donnera des lectures de 1,5 ou 2,5, et avec D \u003d 40 dB - 1,9 ou 2,1, respectivement.

Comme il ressort des données de la littérature, le compteur SWR selon le schéma de la fig. 2 a D - 20 dB. Cela signifie que sans correction significative, il ne peut pas être utilisé pour des mesures précises.

La deuxième raison la plus importante de lectures SWR incorrectes est liée à la non-linéarité de la caractéristique courant-tension des diodes de détection. Cela conduit à une dépendance des lectures au niveau de la puissance fournie, en particulier dans la partie initiale de l'échelle de l'indicateur PA1. Dans les compteurs SWR de marque, deux échelles sont souvent faites sur l'indicateur - pour les niveaux de puissance faible et élevé.

Le transformateur de courant T1 est une partie importante du compteur SWR. Ses principales caractéristiques sont les mêmes que celles d'un transformateur de tension plus familier: le nombre de tours de l'enroulement primaire n1 et secondaire n2, le rapport de transformation k \u003d n2 / n1, le courant de l'enroulement secondaire I2 \u003d l1 / k. La différence est que le courant traversant l'enroulement primaire est déterminé par le circuit externe (dans notre cas, il s'agit du courant dans le départ) et ne dépend pas de la résistance de charge de l'enroulement secondaire R1, donc le courant l2 ne dépend pas non plus dépendent de la valeur de résistance de la résistance R1. Par exemple, si la puissance P = 100 W est transmise via le chargeur Zo \u003d 50 Ohm, le courant I1 \u003d √P / Zo \u003d 1,41 A et à k \u003d 20 le courant de l'enroulement secondaire sera l2 \u003d I1 / k - 0,07 A. La tension sur les sorties de l'enroulement secondaire sera déterminée par la valeur de R1 : 2UT = l2 x R1 et à R1 = 68 Ohm elle sera de 2UT = 4,8 V. La puissance dissipée sur la résistance P = (2UT ) 2 / R1 = 0,34 W. Faisons attention à la particularité du transformateur de courant - moins il y a de tours dans l'enroulement secondaire, plus la tension à ses bornes est élevée (pour le même R1). Le mode le plus difficile pour un transformateur de courant est le mode inactif (R1 = ∞), alors que la tension à sa sortie augmente fortement, le circuit magnétique est saturé et s'échauffe tellement qu'il peut s'effondrer.

Dans la plupart des cas, un tour est utilisé dans l'enroulement primaire. Cette bobine peut avoir différentes formes, comme le montre la Fig. 6a et fig. 6, b (ils sont équivalents), mais le bobinage selon fig. 6, en - c'est déjà deux tours.

Un problème distinct est l'utilisation d'un écran connecté au corps sous la forme d'un tube entre le fil central et l'enroulement secondaire. D'une part, l'écran supprime le couplage capacitif entre les enroulements, ce qui améliore quelque peu l'équilibre du signal différence ; d'autre part, des courants de Foucault apparaissent dans l'écran, qui affectent également l'équilibrage. La pratique a montré qu'avec et sans écran, vous pouvez obtenir à peu près les mêmes résultats. Si l'écran est toujours utilisé, sa longueur doit être minimale, approximativement égale à la largeur du circuit magnétique appliqué, et connectée au corps avec un large conducteur court. La "mise à la terre" de l'écran doit être effectuée sur la ligne médiane, à égale distance des deux connecteurs. Pour l'écran, vous pouvez utiliser un tube en laiton d'un diamètre de 4 mm à partir d'antennes télescopiques.

Pour les compteurs SWR pour une puissance passante jusqu'à 1 kW, les circuits magnétiques à anneau de ferrite avec les dimensions K12x6x4 et même K10x6x3 conviennent. La pratique a montré que le nombre optimal de spires est n2 = 20. Avec une inductance de l'enroulement secondaire de 40 ... 60 μH, la plus grande uniformité de fréquence est obtenue (la valeur admissible est jusqu'à 200 μH). Il est possible d'utiliser des circuits magnétiques avec une perméabilité de 200 à 1000, alors qu'il est souhaitable de choisir une taille qui fournira l'inductance d'enroulement optimale.

Il est possible d'utiliser des circuits magnétiques avec une perméabilité plus faible, si vous appliquez des tailles plus grandes, augmentez le nombre de spires et/ou réduisez la résistance R1. Si la perméabilité des circuits magnétiques existants est inconnue, elle peut être déterminée avec un inductancemètre. Pour ce faire, enroulez dix tours sur un circuit magnétique inconnu (chaque intersection du trou intérieur du noyau par le fil est considérée comme un tour), mesurez l'inductance de la bobine L (μH) et substituez cette valeur dans la formule μ = 2,5 LDavg /S, où Dav est le diamètre moyen du circuit magnétique en cm ; S est la section transversale du noyau en cm 2 (exemple - pour K10x6x3 Dcp \u003d 0,8 cm et S \u003d 0,2x0,3 \u003d 0,06 cm 2).

Si μ du circuit magnétique est connu, l'inductance de l'enroulement de n spires peut être calculée : L = μn 2 S/250Dcp.

L'applicabilité des circuits magnétiques à un niveau de puissance de 1 kW ou plus peut être vérifiée même à 100 W dans le départ. Pour ce faire, installez temporairement une résistance R1, 4 fois plus grande, respectivement, la tension Ut augmentera également 4 fois, ce qui équivaut à une augmentation de la puissance transmise de 16 fois. Le chauffage du circuit magnétique peut être vérifié au toucher (la puissance de la résistance temporaire R1 augmentera également de 4 fois). En conditions réelles, la puissance sur la résistance R1 augmente proportionnellement à la croissance de puissance dans le départ.

TOS mètres UT1MA

Les deux conceptions du compteur UT1MA SWR, qui seront discutées ci-dessous, ont presque le même circuit, mais des conceptions différentes. Dans la première version (KMA - 01), le capteur haute fréquence et la partie indicateur sont séparés. Le capteur est doté de connecteurs coaxiaux d'entrée et de sortie et peut être installé n'importe où sur le chemin d'alimentation. Il est connecté à l'indicateur avec un câble à trois fils de n'importe quelle longueur. Dans la deuxième variante (KMA - 02), les deux unités sont situées dans un même logement.

Le schéma du SWR - mètre est illustré à la fig. 7 et diffère du circuit de base de la Fig. 2 par la présence de trois circuits de correction.

Considérons ces différences.

1. La branche supérieure du diviseur capacitif C1 est constituée de deux condensateurs fixes identiques C1 = C1" + C1" connectés respectivement aux connecteurs d'entrée et de sortie. Comme indiqué dans la première partie de l'article, les phases de tension sur ces connecteurs sont quelque peu différentes, et avec cette inclusion, la phase Uc est moyennée et se rapproche de la phase UT. Cela améliore l'équilibre de l'instrument.
2. En raison de l'introduction de la bobine L1, la résistance de la branche supérieure du diviseur capacitif devient dépendante de la fréquence, ce qui permet d'égaliser l'équilibrage au bord supérieur de la plage de fonctionnement (21 ... 30 MHz).
3. En sélectionnant la résistance R2 (c'est-à-dire la constante de temps de la chaîne R2C2), il est possible de compenser le déséquilibre causé par la chute de tension UT et son déphasage à l'extrémité inférieure de la plage (1,8 ... 3,5 MHz) .

De plus, l'équilibrage est réalisé par un condensateur ajustable inclus dans le bras inférieur du diviseur. Cela simplifie l'installation et permet l'utilisation d'un condensateur ajustable de petite taille et de faible puissance.

La conception prévoit la possibilité de mesurer la puissance des ondes incidentes et réfléchies. Pour ce faire, le commutateur SA2 dans le circuit indicateur au lieu d'une résistance d'étalonnage variable R4 introduit une résistance d'accord R5, qui fixe la limite souhaitée de la puissance mesurée.

L'utilisation d'une correction optimale et la conception rationnelle de l'appareil ont permis d'obtenir un facteur de directivité D dans la plage de 35 ... 45 dB dans la bande de fréquences de 1,8 ... 30 MHz.

Dans SWR - mètres, les détails suivants sont utilisés.

L'enroulement secondaire du transformateur T1 contient 2 x 10 spires (enroulement en 2 fils) avec un fil de 0,35 PEV, placé uniformément sur un anneau de ferrite K12 x 6 x 4 avec une perméabilité d'environ 400 (inductance mesurée ~ 90 μH).

Résistance R1 - 68 ohm MLT, de préférence sans rainure hélicoïdale sur le corps de la résistance. Avec une puissance passante inférieure à 250 W, il suffit d'installer une résistance d'une puissance de dissipation de 1 W, avec une puissance de 500 W - 2 W. D'une puissance de 1 kW, la résistance R1 peut être composée de deux résistances montées en parallèle d'une résistance de 130 ohms et d'une puissance de 2 W chacune. Cependant, si le COP V-mètre est conçu pour un niveau de puissance élevé, il est judicieux de doubler le nombre de tours de l'enroulement secondaire T1 (jusqu'à 2 x 20 tours). Cela réduira de 4 fois la dissipation de puissance requise de la résistance R1 (dans ce cas, le condensateur C2 devrait avoir le double de la capacité).

La capacité de chacun des condensateurs C G et C1 "peut être comprise entre 2,4 ... 3 pF (KT, KTK, KD pour une tension de fonctionnement de 500 V à P ≥ 1 kW et 200 ... 250 V à puissance inférieure). Condensateurs C2 - pour toute tension (KTK ou autre non inductif, un ou 2 - 3 en parallèle), condensateur C3 - trimmer de petite taille avec des limites de changement de capacité de 3 ... 20 pF (KPK - M, KT - 4) La capacité requise du condensateur C2 dépend de la valeur totale de la capacité du bras supérieur du diviseur capacitif, qui comprend, en plus des condensateurs C "+ C1", également la capacité C0 ~ 1 pF entre l'enroulement secondaire de le transformateur T1 et le conducteur central. La capacité totale du bras inférieur - C2 plus C3 à R1 = 68 Ohm doit être d'environ 30 fois la capacité des diodes supérieures VD1 et VD2 - D311, condensateurs C4, C5 et C6 - avec un capacité de 0,0033 ... 0,01 μF (KM ou autre haute fréquence), indicateur RA1 - M2003 avec un courant de déviation total de 100 μA, résistance variable R4 - 150 kΩ SP - 4 - 2m, résistance ajustable R4 - 150 kΩ Résistance R3 a résistance 10 kOhm - il protège l'indicateur d'une éventuelle surcharge.

La valeur de l'inductance corrective L1 peut être déterminée comme suit. Lors de l'équilibrage de l'appareil (sans L1), il est nécessaire de noter les positions du rotor du condensateur ajustable C3 aux fréquences de 14 et 29 MHz, puis de le dessouder et de mesurer la capacité dans les deux positions marquées. Disons que pour la fréquence supérieure, la capacité s'est avérée inférieure de 5 pF et que la capacité totale du bras inférieur du diviseur est d'environ 130 pF, c'est-à-dire que la différence est de 5/130 ou d'environ 4%. Par conséquent, pour l'égalisation de fréquence, il est nécessaire de réduire également la résistance du bras supérieur à une fréquence de 29 MHz d'environ 4 %. Par exemple, à C1 + C0 = 5 pF capacité Xc = 1/2πfС - j1100 Ohm, respectivement, Xc - j44 Ohm et L1 = XL1 / 2πf = = 0,24 μH.

Dans les appareils de l'auteur, la bobine L1 avait 8 ... 9 tours avec un fil PELSHO 0,29. Le diamètre intérieur de la bobine est de 5 mm, l'enroulement est dense, suivi d'une imprégnation avec de la colle BF-2.Le nombre final de tours est spécifié après sa mise en place. Initialement, l'équilibrage est effectué à une fréquence de 14 MHz, puis la fréquence est réglée sur 29 MHz et le nombre de tours de la bobine L1 est sélectionné, auquel le circuit est équilibré aux deux fréquences à la même position du trimmer C3.

Après avoir atteint un bon équilibre aux moyennes et hautes fréquences, une fréquence de 1,8 MHz est définie, une résistance variable d'une résistance de 15 ... 20 kOhm est temporairement soudée à la place de la résistance R2 et la valeur est trouvée à laquelle UOCT est minimal. La valeur de résistance de la résistance R2 dépend de l'inductance de l'enroulement secondaire T1 et se situe entre 5 ... 20 kOhm pour son inductance de 40 ... 200 μH (valeurs de résistance plus élevées pour une plus grande inductance).

Dans les conditions de radio amateur, le plus souvent, un microampèremètre à échelle linéaire est utilisé dans l'indicateur de compteur SWR et la lecture est effectuée selon la formule SWR \u003d (Ipad + Iotr) / (Ipad -Iotr), où I en microampères est la lecture de l'indicateur dans les modes "chute" et "réfléchie" respectivement. Ceci ne tient pas compte de l'erreur due à la non linéarité de la section initiale du CVC des diodes. Un test utilisant des charges de différentes tailles à une fréquence de 7 MHz a montré qu'à une puissance d'environ 100 W, les lectures de l'indicateur étaient en moyenne inférieures d'une division (1 μA) aux valeurs réelles, à 25 W - de moins de 2,5 .. 3 μA, et à 10 W - de 4 μA. D'où la simple recommandation : pour la version 100 watts, déplacez la position initiale (zéro) de la flèche de l'instrument d'une division vers le haut, et lors de l'utilisation de 10 W (par exemple, lors du réglage de l'antenne), ajoutez encore 4 μA à la lecture sur l'échelle e position "réfléchie". Un exemple est les lectures incidentes/réfléchies, respectivement, 100/16 µA, et le SWR correct serait (100 + 20) / (100 - 20) = 1,5. Avec une puissance importante - 500 W ou plus - cette correction n'est pas nécessaire.

Il convient de noter que tous les types de compteurs SWR amateurs (sur un transformateur de courant, un pont, sur des coupleurs directionnels) donnent des valeurs pour le coefficient de réflexion r, puis la valeur SWR doit être calculée. Pendant ce temps, c'est r qui est l'indicateur principal du degré d'accord, et SWR est un indicateur dérivé. Cela peut être confirmé par le fait que dans les télécommunications, le degré d'accord est caractérisé par une atténuation de l'incohérence (le même r, uniquement en décibels). Les appareils de marque coûteux fournissent également un compte à rebours appelé perte de retour (return loss).

Que se passe-t-il si des diodes au silicium sont utilisées comme détecteurs ? Si une diode au germanium à température ambiante a une tension de coupure à laquelle le courant traversant la diode n'est que de 0,2 ... 0,3 μA, soit environ 0,045 V, alors une diode au silicium a déjà 0,3 V. diodes au silicium, il est nécessaire d'augmenter le les niveaux de tension Uc et UT (!) de plus de 6 fois. Dans l'expérience, lors du remplacement des diodes D311 par KD522 à P = 100 W, charge Zn = 75 Ohm et les mêmes Uc et UT, les chiffres suivants ont été obtenus : avant remplacement - 100/19 et SWR = 1,48, après remplacement - 100/ 12 et SWR calculé = 1,27. L'utilisation d'un circuit de doublage sur les diodes KD522 a donné un résultat encore pire - 100/11 et un SWR calculé = 1,25.

Le boîtier du capteur dans une version séparée peut être en cuivre, en aluminium ou soudé à partir de plaques de fibre de verre double face d'une épaisseur de 1,5 à 2 mm. Un croquis d'une telle conception est illustré à la Fig. 8, un.

Le boîtier se compose de deux compartiments, dans l'un en face de l'autre se trouvent des connecteurs HF (CP - 50 ou SO - 239 avec brides de 25x25 mm), un cavalier constitué d'un fil de diamètre 1,4 mm en isolation polyéthylène de diamètre 4,8 mm (du PK50 - 4), transformateur de courant T1, condensateurs diviseurs capacitifs et bobine de compensation L1, dans l'autre - résistances R1, R2, diodes, condensateurs de réglage et de blocage et un connecteur LF de petite taille. Conclusions T1 de la longueur minimale. Le point de connexion des condensateurs C1 "et C1" avec la bobine L1 "suspend dans l'air", et le point de connexion des condensateurs C4 et C5 de la sortie médiane du connecteur XZ est connecté au boîtier de l'appareil.

Les cloisons 2, 3 et 5 ont les mêmes dimensions. Il n'y a pas de trous dans la cloison 2, et dans la cloison 5 un trou est fait pour un connecteur basse fréquence spécifique à travers lequel l'unité d'indication sera connectée. Dans le cavalier central 3 (Fig. 8, b), une feuille est sélectionnée autour de trois trous des deux côtés et trois conducteurs traversants sont installés dans les trous (par exemple, des vis en laiton M2 et M3). Les croquis des parois latérales 1 et 4 sont illustrés à la fig. 8, ch. Les lignes pointillées montrent les joints avant la soudure, qui est faite des deux côtés pour une plus grande résistance et un contact électrique.

Pour configurer et tester le compteur SWR, vous avez besoin d'une résistance de charge exemplaire de 50 Ohm (équivalent antenne) avec une puissance de 50 ... 100 W. L'une des conceptions possibles de radio amateur est illustrée à la Fig. 11. Il utilise une résistance TVO commune avec une résistance de 51 ohms et une puissance de dissipation de 60 W (rectangle de dimensions 45 x 25 x 180 mm).

À l'intérieur du corps en céramique de la résistance se trouve un long canal cylindrique rempli d'une substance résistive. La résistance doit être fermement appuyée contre le fond du boîtier en aluminium. Cela améliore la dissipation thermique et crée une capacité distribuée qui améliore la large bande passante. À l'aide de résistances supplémentaires d'une puissance de dissipation de 2 W, la résistance de charge d'entrée est réglée entre 49,9 ... 50,1 Ohm. Avec un petit condensateur de correction à l'entrée (~ 10 pF), il est possible d'obtenir une charge avec un SWR d'au moins 1,05 dans la bande de fréquence jusqu'à 30 MHz en fonction de cette résistance. D'excellentes charges sont obtenues à partir de résistances spéciales de petite taille de type P1 - 3 avec une valeur nominale de 49,9 ohms, qui peuvent supporter une puissance importante lors de l'utilisation d'un radiateur externe.

Des tests comparatifs de compteurs SWR de différentes sociétés et appareils décrits dans cet article ont été effectués. Le test consistait en ce qu'une charge inégalée de 75 ohms (équivalent à une antenne de 100 W fabriquée en usine) était connectée via un compteur SWR de 50 ohms testé à un émetteur d'une puissance de sortie d'environ 100 W et deux mesures étaient faites . L'un - lorsqu'il est connecté avec un câble PK50 court de 10 cm de long, l'autre - via un câble PK50 d'environ 0,25 λ de long. Plus la dispersion des lectures est petite, plus l'appareil est fiable.

À une fréquence de 29 MHz, les valeurs SWR suivantes ont été obtenues :

• DRAKE WH - 7......1.46/1.54
• DIAMANT SX - 100......1.3/1.7
• ALAN KW-220......1.3/1.7
• ROGER RSM-600......1.35/1.65
• UT1MA......1.44/1.5

Avec une charge de 50 ohms, pour n'importe quelle longueur de câbles, tous les appareils ont montré "à l'unanimité" SWR< 1,1.

La raison de la grande dispersion des lectures du RSM - 600 a été découverte au cours de son étude. Dans ce dispositif, ce n'est pas un diviseur capacitif qui est utilisé comme capteur de tension, mais un transformateur abaisseur de tension avec un rapport de transformation fixe. Cela élimine les "problèmes" du diviseur capacitif, mais réduit la fiabilité de l'appareil lors de la mesure de fortes puissances (la puissance maximale du RSM - 600 n'est que de 200/400 W). Il n'y a pas d'élément de réglage dans son circuit, donc la résistance de charge du transformateur de courant doit être de haute précision (au moins 50 ± 0,5 Ohm), mais une résistance d'une résistance de 47,4 Ohm a en fait été utilisée. Après l'avoir remplacée par une résistance de 49,9 ohms, les résultats de mesure sont devenus bien meilleurs - 1,48 / 1,58. Peut-être que la même raison est associée à une grande dispersion des lectures des instruments SX - 100 et KW - 220.

La mesure à une charge inégalée avec un câble quart d'onde de 50 ohms en option est un moyen fiable de vérifier la qualité d'un compteur SWR. Notons trois points :

1. Pour un tel test, vous pouvez également utiliser une charge de 50 ohms, si vous connectez un condensateur en parallèle à son entrée, par exemple sous la forme d'un petit segment de câble coaxial ouvert à l'extrémité. La connexion s'effectue de manière pratique via une transition en T coaxial. Données expérimentales - avec un segment de PK50 de 28 cm de long à une fréquence de 29 MHz, une telle charge combinée avait un SWR - 1,3 et une longueur de 79 cm - SWR - 2,5 (connectez n'importe quelle charge au SWR - compteur uniquement avec un câble de 50 ohms).
2. Le SWR réel dans la ligne correspond approximativement à la moyenne de deux valeurs lues (avec et sans câble quart d'onde supplémentaire).
3. Lors de la mesure d'un dispositif d'alimentation d'antenne réel, des difficultés peuvent survenir en raison du courant circulant sur la surface extérieure de la gaine du câble. En présence d'un tel courant, la modification de la longueur du chargeur par le bas peut entraîner une modification de ce courant, ce qui entraînera une modification de la charge du chargeur et du SWR réel. Il est possible de réduire l'influence du courant externe en tournant le départ entrant dans la pièce sous la forme d'une travée de 15 ... 20 tours d'un diamètre de 15 ... 20 cm (starter de protection).

Littérature

1. D. Lechner, P. Finck. Expéditeur Kurzwellen. - Berlin : Militarverlag, 1979.
2. W. B. Bruene - Une image intérieure des wattmètres directionnels. - TVQ, avril 1959.
3. D. DeMaw. Mesure de puissance RF en ligne. - TVQ, décembre 1969.
4. W. Orr, S. Cowan. Le manuel de l'antenne à faisceau. - RAC, États-Unis, 1993.
5. Beketov V., Kharchenko K. Mesures et tests dans la conception et le réglage des antennes de radio amateur. - M. : Communication, 1971.

Donc, ici, vous avez acheté une station de radio, une antenne, et après avoir vissé le kit à la voiture, vous êtes surpris de constater qu'on ne vous entend pas. Les imbéciles achètent un amplificateur, les intelligents règlent une antenne. Vous êtes intelligent, non ? Par conséquent, lorsque vous commencez à comprendre les raisons, la première chose sur laquelle vous tombez est les mots SWR ou «Standing Wave Ratio».

Alors, qu'est-ce que le SWR ou "ratio d'ondes stationnaires" ? C'est un tel nombre qui caractérise l'exactitude du réglage. Moins c'est mieux. Il n'y en a pas moins de 1. Ce que cela signifie, vous pouvez le lire sur Internet : il n'y a pas seulement beaucoup d'articles, mais beaucoup.

Comment le mesurer ? Habituellement, au même endroit où ils vendent des stations de radio et des antennes, vous pouvez acheter un compteur SWR. Vous n'avez pas du tout besoin d'un professionnel, prenez le moins cher, il devrait coûter 400-500 roubles maximum. En tant que compteur d'affichage, il suffira pour les yeux.

La première étape consiste à le connecter. Habituellement, tout est dessiné sur les images, mais si quoi que ce soit, alors dans ANT ou ANTENNA, vous devez visser l'antenne, et dans TRANSMITTER ou RADIO - la sortie de la station de radio.

Nous allumons la radio.

Regardez maintenant le compteur SWR lui-même. Il existe des commutateurs REF-FWD et/ou PWR/SWR. 1. Nous cliquons sur SWR et FWD.

2. Maintenant, nous appuyons sur "transmission" sur la tangente de la station de radio et utilisons le bouton du compteur SWR pour amener la flèche au maximum sur l'échelle.

3. Cliquez sur RÉF.

4. Appuyez à nouveau sur "transmission" et regardez l'échelle, qui est avec les lettres SWR. C'est le ROS souhaité.

Eh bien, nous avons un numéro. Disons 2,5 ou 3. Et partout ils écrivent que le SWR devrait être 1 ! Sinon mauvais. Que faire?

Ci-dessous, une photo exclusive de moi.

Comme vous pouvez le voir, le graphique de la valeur SWR est quelque chose qui ressemble à un U ou à un V. Je dois dire tout de suite que c'est différent pour tout le monde ! Certaines pentes sont raides, tandis que d'autres sont douces. Pour quelqu'un, la gauche est plus raide que la droite, ou vice versa... Pour quelqu'un, le minimum du graphique passe par SWR = 1, et pour quelqu'un, un deux sera idéal. En général, le vôtre - ce n'est que le vôtre!

Notre tâche est de mettre un horaire minimum sur le canal dans lequel vous communiquez le plus. Disons le 15, là où les camionneurs parlent.

La première chose à comprendre est sur quelle "pente" tout est mis en place maintenant. C'est simple : mettre la station sur le 1er canal, mesurer le ROS, puis sur le 15, mesurer à nouveau, puis sur le 30, mesurer à nouveau. Regardons les chiffres.

Les chiffres sont en baisse - vous êtes sur la gauche. L'antenne doit être allongée.

Les chiffres augmentent - vous êtes sur la bonne pente. L'antenne doit être raccourcie.

Chiffres dans l'esprit "grand-petit-grand" - votre graphique SWR est très étroit, réduisez le pas. Eh bien, ou vous êtes très proche de la cible - assez pour déplacer l'antenne dans le support.

Chiffres dans l'esprit du "même-même-même" - votre graphique SWR est très large. Il est extrêmement peu probable de modifier la longueur de l'antenne.

D'après mon expérience, vous devrez très probablement couper l'antenne. Le reste est très rare...

Après avoir allongé ou raccourci l'antenne, répétez le processus de mesure jusqu'à ce que la valeur SWR minimale sur le canal souhaité soit atteinte. Je le répète, le niveau minimum atteignable pour chaque installation est différent !

Comment raccourcir ? Avec n'importe quel coupe-fil puissant, mordez un centimètre du haut. L'essentiel ici est de ne pas en faire trop, car l'allongement est beaucoup plus ennuyeux que la coupe.

Comment allonger ? Ici c'est plus difficile. Si la plage de réglage de l'antenne elle-même n'est pas suffisante, alors ils soudent / vissent / soudent généralement une pièce vers le haut avec une marge, qui serait ensuite coupée ...

Les plus avancés peuvent faire de même en modifiant le nombre de tours du fil enroulé sur la bobine (l'épaississement se fait par le bas de l'antenne), mais les plus avancés n'ont pas besoin de cette histoire 🙂

Quelles valeurs SWR sont bonnes et lesquelles sont mauvaises ? En gros, tout ce qui dépasse 2,5 est mauvais. 1,5-2,5 - tirer. 1.1-1.5 c'est bien. 1 est excellent.

Avez-vous un SWR élevé et ne diminue pas? 99% pour le fait qu'il y a un très mauvais contact quelque part dans la chaine "sol antenne - carrosserie - carrosserie radio". Ou dans le fil d'antenne et les connecteurs.

Vous voyez comme c'est simple ?

Messages similaires

Comment gagner de l'argent au contact

2022-06-18 03:02:26

L'icône du casque ne disparaît pas après l'avoir éteint

2022-05-22 04:39:35

Allumer le bracelet de fitness Xiaomi Mi Band et configurer Mi Fit Mi band 1s pour la course

2022-05-22 04:39:35